Power Factor Correction (PFC) Circuit - Tutorial

Het bericht beschrijft de verschillende methoden voor het configureren van een vermogensfactorcorrectieschakeling of een PFC-circuit in SMPS-ontwerpen, en legt de best practice-opties voor deze topologieën uit, zodat het voldoet aan de moderne PFC-beperkingsrichtlijnen.

Het ontwerpen van efficiënte voedingscircuits was nog nooit zo eenvoudig, maar in de loop van de tijd hebben onderzoekers de meeste van de problemen kunnen oplossen, en in dezelfde lijn worden de moderne SMPS-ontwerpen ook geoptimaliseerd met de best mogelijke resultaten, dankzij de opkomende regelgevende normen die een belangrijke rol speelden bij het implementeren van strengere kwaliteitsparameters voor de moderne voedingen.

PFC-richtlijnen

De moderne kwaliteitsbeperkingen voor de stroomvoorziening zijn behoorlijk agressief vastgelegd, gezamenlijk door inspanningen van de fabrikanten, leveranciers en andere betrokken bestuursorganen.

Onder de vele kwaliteitsparameters die zijn vastgelegd voor de moderne voedingsontwerpen, is de correctie van de arbeidsfactorcorrectie (PFC), die feitelijk in de vorm van harmonische onderdrukking plaatsvindt, door de IEC 61000-3-2-regels als een verplichte vereiste verklaard.

Hierdoor worden ontwerpers gedwongen om zwaardere uitdagingen aan te gaan bij het ontwerpen van vermogensfactorcorrectiestadia in hun voedingsontwerpen om te voldoen aan deze strenge moderne wetten, en met voedingen die steeds formidabeler worden met hun specificaties en toepassingsbereik, waardoor de juiste PFC-circuits worden gestructureerd. wordt er niet eenvoudiger op voor de vele fabrikanten in de arena.

De gepresenteerde tutorials zijn speciaal bedoeld voor al die verenigingen en professionals die betrokken zijn bij de productie of ontwerpen van flyback SMPS om hen te faciliteren met de meest ideale PFC-ontwerpen en berekeningen volgens hun individuele vereisten.

De discussies in deze tutorials zullen u helpen om PFC-circuits te ontwerpen, zelfs voor aanzienlijk grote eenheden in het bereik van maximaal 400 watt, 0,75 ampère.

De lezers krijgen ook de gelegenheid om te leren over het selecteren van enkeltraps geïsoleerde converters die ook LED-stuurprogramma's bevatten. De stapsgewijze ontwerphandleiding en instructies samen met vergelijkingen op systeemniveau, zullen de vele ontwerpers die actief betrokken zijn op het gebied van vermogenselektronica op de hoogte worden gebracht van werken met de meest optimale aanpak voor hun specifieke toepassingsbehoeften

Doelstelling voor vermogensfactorcorrectie

Optimalisatie van stroomfactorcorrectiecircuits binnen de moderne SMPS-eenheden (Switch Mode Power Supply) zou in het recente verleden kunnen evolueren door de komst van een aantal geavanceerde relevante geïntegreerde schakelingen (IC's), die het mogelijk hebben gemaakt om verschillende PFC-ontwerpen met specifieke werkingsmodi en met individuele beheersbaarheid van uitdagingen.

Met de toename van het bereik van SMPS-topologieën is de complexiteit bij het ontwerpen en implementeren van PFC in de huidige tijd ook verergerd.

In de eerste tutorial zullen we leren over de operationele details van het ontwerp, wat de meeste voorkeur heeft van alle professionals om de correcties.

In feite helpt arbeidsfactorcorrectie om de ingangsstroom binnen offline voedingen te optimaliseren, zodat deze het werkelijke vermogen van de beschikbare netvoeding kunnen verbeteren.

Volgens de normale vereisten moet een bepaald elektrisch apparaat zichzelf emuleren als een belasting met een zuivere soortelijke weerstand, zodat het een reactief energieverbruik van nul kan hebben.

Deze toestand resulteert in het genereren van bijna nul ingangsharmonische stromen, met andere woorden, het maakt het mogelijk dat de opgenomen stroom perfect in fase is met de ingangsvoedingsspanning die normaal in de vorm van een sinusgolf is.

Door deze prestatie kan het apparaat de 'echte stroom' van het lichtnet op de meest optimale en efficiënte niveaus verbruiken, wat op zijn beurt resulteert in het minimaliseren van verspilling van elektriciteit en het verhogen van het rendement.

Dit effectieve gebruik van elektriciteit helpt niet alleen om het toestel op de meest efficiënte manier te presenteren, maar ook voor de nutsbedrijven en de daarbij behorende kapitaalgoederen voor het proces.

Het bovenstaande kenmerk zorgt er bovendien voor dat de stroomleidingen vrij zijn van harmonischen en de resulterende interferentie tussen de apparaten binnen het netwerk.

Afgezien van de bovengenoemde voordelen, is het opnemen van een PFC in moderne voedingen ook voor het voldoen aan de wettelijke vereisten zoals gesteld in Europa en Japan met de IEC61000-3-2 waarvoor alle elektrische apparatuur in aanmerking moet komen.

De bovengenoemde voorwaarde is geregeld voor de meeste elektronische apparaten die een vermogen van meer dan 75 watt kunnen hebben onder Klasse D-apparatuurnormen of die zelfs nog hoger zijn, waarbij de hoogste amplitude van de lijnfrequentieharmonischen wordt gespecificeerd, variërend tot 39e harmonische.

Afgezien van deze standaarden wordt PFC ook gebruikt om andere efficiëntieverbeteringen te waarborgen, zoals Energy Star 5.0 die van vitaal belang is voor computers en Energy Star 2.0 voor voedingssystemen en tv-toestellen sinds 2008.

Definitie van Power Factor

PFC- of arbeidsfactorcorrectie kan worden gedefinieerd als de verhouding tussen werkelijk vermogen en schijnbaar vermogen, en uitgedrukt als:

PF = Real Power / Apparent Power, waarbij Real Power wordt uitgedrukt in
Watt, terwijl schijnbaar vermogen wordt uitgedrukt in VA.

In deze uitdrukking wordt het werkelijke vermogen bepaald als het gemiddelde van het momentane product van stroom en spanning over een fase of cyclus, terwijl het schijnbare vermogen wordt beschouwd als de RMS-waarde van stroom maal de spanning.

Dit suggereert dat wanneer de tegenhangers van stroom en spanning sinusvormig zijn en in fase met elkaar zijn, de resulterende arbeidsfactor 1,0 is.

In een toestand waarin de stroom, spanningsparameters sinusvormig maar niet in fase zijn, ontstaat er echter een arbeidsfactor die cosinus is van de fasehoek.

De hierboven beschreven arbeidsfactorcondities zijn van toepassing in gevallen waarin de spanning en stroom beide zuivere sinusgolven zijn, in combinatie met een situatie waarin de bijbehorende belasting bestaat uit resistieve, inductieve en capacitieve componenten die allemaal niet-lineair van aard kunnen zijn, dat past zich niet aan met ingangsstroom- en spanningsparameters.

SMPS-topologieën introduceren typisch niet-lineaire impedantie in de netlijn vanwege de hierboven toegelichte aard van de schakelingen.

Hoe SMPS werkt

Een SMPS-schakeling bevat in feite een gelijkrichtertrap aan de ingang die een halve golf of een dubbele gelijkrichter kan zijn en een aanvullende filtercondensator om de gelijkgerichte spanning eroverheen te houden op het piekniveau van de ingangssinusgolf tot het moment van de volgende piek sinusgolf verschijnt en herhaalt de laadcyclus van deze condensator, wat resulteert in de vereiste piekconstante spanning eroverheen.

Dit proces van het opladen van de condensator bij elke piekcyclus van de wisselstroom vereist dat de ingang voldoende stroom moet hebben om te voldoen aan het belastingverbruik van de SMPS, tussen deze piekintervallen in.

De cyclus wordt geïmplementeerd door snel een grote stroom in de condensator te dumpen, die door middel van ontlading op de belasting wordt toegepast totdat de volgende piekcyclus arriveert.

Voor dit ongelijkmatige laad- en ontlaadpatroon wordt aanbevolen dat de pulsstroom van de condensator 15% hoger is dan de gemiddelde vereiste van de belasting.

We kunnen in de bovenstaande figuur zien dat ondanks de aanzienlijke hoeveelheid vervorming de spanning en de stroomparameters blijkbaar in fase met elkaar zijn.

Als we echter de term 'fasehoek cosinus' op het bovenstaande toepassen, zou dit leiden tot een onjuiste gevolgtrekking met betrekking tot de voeding met een arbeidsfactor van 1,0

De bovenste en onderste golfvormen geven de hoeveelheid harmonische inhoud van de stroom aan.

Hier wordt de 'fundamentele harmonische inhoud' aangegeven in vergelijking met een amplitude van 100%, terwijl de hogere harmonischen worden weergegeven als de aanvullende percentages van de fundamentele amplitude.

Aangezien het werkelijke vermogen echter alleen wordt bepaald door de fundamentele component, terwijl de andere aanvullende harmonischen alleen het schijnbare vermogen vertegenwoordigen, kan de werkelijke vermogensfactor behoorlijk onder de 1,0 liggen.

We noemen deze afwijking met de term vervormingsfactor die fundamenteel verantwoordelijk is voor het ontstaan ​​van een niet-eenheidsfactor in SMPS-eenheden.

Uitdrukking voor werkelijke en schijnbare kracht

Een algemene uitdrukking die het verband tussen het reële en het schijnbare vermogen behandelt, kan als volgt worden gegeven:

Waar cosΦ de verplaatsingsfactor vormt die voortkomt uit de fasehoek Φ tussen de stroom- / spanningsgolfvormen en cosΦ de vervormingsfactor aangeeft.

Verwijzend naar het onderstaande diagram, kunnen we getuige zijn van een situatie die een perfecte correctie van de arbeidsfactor laat zien.

We kunnen zien dat de stroomgolfvorm hier idealiter de spanningsgolfvorm repliceert, aangezien beide blijkbaar in fase en synchroon met elkaar lopen.

Daarom kan hier worden aangenomen dat de harmonischen van de ingangsstroom bijna nul zijn.

Vermogensfactorcorrectie versus harmonische reductie

Als we naar de eerdere illustraties kijken, is het duidelijk dat arbeidsfactor en lage harmonischen synchroon met elkaar werken.

Het wordt algemeen aangenomen dat als er grenzen voor de respectieve harmonischen worden geschetst, dit zou kunnen helpen om de ingangsstroomverontreiniging in hoogspanningsleidingen te beperken door storende stroomstoringen met de andere apparaten in de buurt te elimineren.

Daarom, hoewel de verwerking van ingangsstroom kan worden aangeduid als 'arbeidsfactorcorrectie', dacht de uitgangsgrootte van verfijning dat deze verwerking wordt begrepen als harmonische inhoud volgens de internationale richtlijnen.

Voor SMPS-topologieën is het normaal gesproken het verplaatsingselement dat ongeveer gelijk is aan één, hetgeen aanleiding geeft tot de volgende relaties tussen arbeidsfactor en harmonische vervorming.

In de uitdrukking vertegenwoordigt de THD de totale harmonische vervorming als de kwadratische som van de schadelijke harmonischen ten opzichte van de fundamentele inhoud, waarbij het relatieve gewicht van de bijbehorende harmonische inhoud wordt uitgedrukt ten opzichte van de fundamentele tegenhanger. De andere vergelijking associeert het absolute getal van de THD en niet in het% -aandeel, wat aangeeft dat THD in wezen nul moet zijn om een ​​eenheid PF te creëren.

Soorten Power Factor-correctie

De ingangsgolfvormkarakteristiek in de bovenstaande afbeelding toont een typisch 'actief' type arbeidsfactorcorrectie voor een SMPS-apparaat geïntroduceerd tussen een ingangsgelijkrichterconfiguratie en een filtercondensator, en via een PFC geïntegreerd circuit dat de procedure bestuurt, samen met de bijbehorende circuits voor ervoor zorgen dat de ingangsstroom samenhangend de golfvorm van de ingangsspanning volgt.

Dit type verwerking kan worden beschouwd als het meest voorkomende type PFC dat wordt gebruikt in de moderne SMPS-circuits, zoals te zien is in de onderstaande afbeelding.

Dit gezegd hebbende, is het geenszins verplicht dat alleen 'actieve' versies die gebruik maken van IC's en halfgeleiders worden gebruikt voor de voorgestelde PFC. Een andere vorm van ontwerp die een redelijke hoeveelheid PFC onder de vastgestelde voorschriften kan garanderen, is normaal gesproken welkom.

Het is opgemerkt dat in feite een enkele inductor die de positie van de 'actieve' tegenhanger vervangt, in staat is om de harmonischen op bevredigende wijze te verwerpen door de pieken te regelen en door de stroom vrij efficiënt synchroon met de ingangsspanning te verdelen.

Passief PFC-ontwerp

Deze vorm van passieve PFC-regeling zou echter een aanzienlijk omvangrijke inductor met ijzeren kern kunnen vereisen en kan daarom worden gebruikt voor toepassingen waarin compactheid niet de cruciale vereiste is. (bladzijde 12)

Een passieve enkele inductor kan een snelle oplossing lijken voor PFC, maar voor toepassingen met een hoog wattage kan de grootte oninteressant worden vanwege de onpraktisch grote afmetingen.

In de onderstaande grafiek kunnen we getuige zijn van de ingangskarakteristieken van drie nummers van 250 watt PC SMPS-varianten, die elk een stroomgolfvorm vertegenwoordigen met een equivalente schaalfactor.

We kunnen gemakkelijk zien dat het resultaat dat wordt verkregen van een op passieve inductor gebaseerde PFC 33% hogere stroompieken is dan met een actieve PFC-filter-tegenhanger.

Hoewel dit mogelijk de IEC61000-3-2-normen kan doorstaan, zal het zeker niet op één lijn liggen met de recente strengere 0.9PF-vereistenregel, en zou het niet voldoen aan het QC-acceptatieniveau, vastgesteld volgens deze nieuwe normen.

Basis blokschema

Vanwege de aanhoudende elektronische markttrend waarbij we de koperkosten zien stijgen, samen met de stijging van het magnetische kernenproces en de introductie van moderne, veel goedkopere halfgeleidermaterialen, zal het geen verrassing zijn als we de actieve PFC-benadering opmerken buitengewoon populair worden dan de passieve tegenhanger.

En deze trend zou in de komende toekomst nog sterker kunnen worden, met steeds meer geavanceerde en verbeterde PFC-oplossingen voor de vele SMPS-ontwerpers en -fabrikanten.

Harmonischen van ingangsleidingen vergelijken met IEC610003-2-normen

In onderstaande afbeelding kunnen we sporen zien van drie afzonderlijke 250 watt PC SMPS-resultaten met verwijzing naar de IEC6000-3-2-beperkingen. De aangegeven beperking is geldig voor alle klasse D-gadgets zoals pc's, tv's en hun monitoren.

De weergegeven limiet voor harmonische inhoud wordt vastgesteld in overeenstemming met het ingangsvermogen van de apparaten. Voor producten met betrekking tot verlichting zoals LED-lampen, CFL-lampen, worden normaal gesproken klasse C-beperkingen gevolgd, die identiek zijn aan de limieten van hun ingangsvermogen.

Bij andere niet-conventionele elektronische producten wordt de PFC-limiet gesteld in verhouding tot een ingangsvermogen van minimaal 600 watt.

Als we naar het passieve PFC-spoor kijken, vinden we dat het nauwelijks in overeenstemming is met de ingestelde beperkingslimiet, gewoon een soort touch-and-go-situatie (op harmonische nr. 3)

Passieve PFC-functies analyseren

In de volgende afbeelding zien we een klassiek voorbeeld van een passief PFC-circuit dat is ontworpen voor een traditionele pc-voeding. Het opvallende hier is de verbinding van de middenaftakking van de PFC-inductor met de ingangsspanning van de ingangslijn.

In de 220V-selectiemodus (schakelaar open) worden de volledige twee secties van de inductor toegepast terwijl het gelijkrichternetwerk werkt als een volledige bruggelijkrichterschakeling.

In de 110V-modus (schakelaar gesloten) wordt echter slechts 50% of de helft van de spoel gebruikt via het linkerzijgedeelte van de spoel die wordt geïmplementeerd, terwijl het gelijkrichtergedeelte nu wordt omgevormd tot een halfgolf-gelijkrichterdubbelschakeling.

Aangezien de 220V-selectie na dubbelfasige gelijkrichting ongeveer 330V moet genereren, vormt dit de busingang voor de SMPS en heeft deze de mogelijkheid om aanzienlijk te fluctueren in overeenstemming met de ingangslijnspanning.

Voorbeeld schakelschema

Hoewel dit passieve PFC-ontwerp er qua prestaties vrij eenvoudig en indrukwekkend uitziet, kan het een paar opmerkelijke nadelen vertonen.

Naast de omvangrijke aard van de PFC, zijn er ten eerste twee andere zaken die de prestaties beïnvloeden: de opname van een mechanische schakelaar die het systeem kwetsbaar maakt voor mogelijke menselijke fouten tijdens het bedienen van de eenheid, en ook de bijbehorende slijtageproblemen.

Ten tweede resulteert de niet gestabiliseerde lijnspanning in relatieve inefficiënties op het gebied van kosteneffectiviteit en de nauwkeurigheid van de omzetting van gelijkstroom naar gelijkstroom in verband met de PFC-uitgang.

Critical Conduction Mode (CrM) -regelaars

Controller-fase genaamd kritische geleidingsmodus die ook wordt genoemd als overgangsmodus of borderline conduction-modus (BCM) -controller zijn circuitconfiguraties die effectief kunnen worden gebruikt in toepassingen voor verlichtingselektronica. Hoewel deze controller probleemloos bruikbaar is, is hij relatief duur.

Het volgende diagram 1-8 toont een normaal circuitontwerp van de CrM-controller.

Typisch zal een PFC van een CrM-controller het hierboven getoonde circuit hebben, dat kan worden begrepen met behulp van de volgende punten:

Een ingang van een referentievermenigvuldigerstrap ontvangt een passend gedimensioneerd signaal van een bijbehorende foutversterkeruitgang met een laagfrequente pool.

De andere ingang van de vermenigvuldiger kan worden gezien als referentie met een gestabiliseerde DC-geklemde spanning die wordt onttrokken aan een gelijkgerichte AC-lijningang.

Het resulterende uitgangssignaal van de vermenigvuldiger is dus het product van relatieve gelijkstroom van de foutversterkeruitgang en het referentiesignaal in de vorm van dubbelzijdige wisselstroom-sinuspulsen van de wisselstroomingang.

Deze output van de vermenigvuldigerstrap kan ook worden gezien in de vorm van sinusgolfpulsen met volledige golf, maar op de juiste wijze verkleind in verhouding tot het toegepaste foutsignaal (versterkingsfactor) dat als referentie voor de ingangsspanning wordt gebruikt.

De signaalamplitude van deze bron wordt op de juiste manier aangepast om het juiste gespecificeerde gemiddelde vermogen te implementeren en om een ​​juiste gereguleerde uitgangsspanning te garanderen.

De trap die verantwoordelijk is voor het verwerken van de stroomamplitude zorgt ervoor dat de stroom vloeit in overeenstemming met de uitgangsgolfvorm van de vermenigvuldiger, maar de stroomsignaalamplitude van de lijnfrequentie (na afvlakking) zal naar verwachting de helft zijn van die van deze referentie uit de vermenigvuldigingstrap .

Hier kunnen de bewerkingen door stroomvormingscircuits als volgt worden begrepen:

Verwijzend naar het bovenstaande diagram, staat Vref voor het signaal uit de vermenigvuldigtrap, dat verder wordt toegevoerd aan een van de opamps van een comparator waarvan de tweede ingang wordt gerefereerd met het huidige golfvormsignaal.

Op de aan / uit-schakelaar neemt de stroom over de inductor langzaam toe totdat het signaal over de shunt het Vref-niveau heeft bereikt.

Dit dwingt de comparator om zijn output van Aan naar UIT te veranderen en de stroom naar het circuit UIT te schakelen.

Zodra dit gebeurt, begint de spanning die geleidelijk over de inductor stijgt langzaam naar nul te dalen en zodra deze nul raakt, keert de opamp-uitgang terug en schakelt weer AAN, en de cyclus gaat door met herhalen.

Zoals de naam van het bovenstaande kenmerk aangeeft, staat het besturingspatroon van het systeem nooit toe dat de inductorstroom boven de vooraf bepaalde limiet schiet over de continue en discontinue schakelmodi.

Deze opstelling helpt bij het voorspellen en berekenen van de relatie tussen het gemiddelde piekstroomniveau van de resulterende uitvoer van de opamp. Omdat de respons de vorm heeft van driehoekige golven, geeft het gemiddelde van de golfvorm precies 50% van de werkelijke pieken van de driehoekige golfvormen aan.

Dit houdt in dat de resulterende gemiddelde waarde van het stroomsignaal van de driehoeksgolven zou zijn = inductorstroom x R sense of gewoon de helft van het vooraf ingestelde referentieniveau (Vref) van de opamp.

De frequentie van een regelaar die het bovenstaande principe gebruikt, is afhankelijk van de netspanning en de belastingsstroom. De frequentie kan veel hoger zijn bij hogere lijnspanningen en kan variëren naarmate de lijningang varieert.

Frequentie vastgeklemde kritische geleidingsmodus (FCCrM)

Ondanks zijn populariteit in verschillende PFC-besturingstoepassingen voor industriële stroomvoorziening, brengt de hierboven beschreven CrM-controller enkele inherente nadelen met zich mee.

De belangrijkste tekortkoming van dit type actieve PFC-regeling is de frequentie-instabiliteit met betrekking tot lijn- en belastingscondities, die een toename in frequentie laat zien bij lichtere belastingen en hogere lijnspanningen, en ook wanneer de ingangssinusgolf de nuldoorgang nadert.

Als een poging wordt gedaan om dit probleem op te lossen door een frequentieklem toe te voegen, resulteert dit in een uitgang met een vervormde stroomgolfvorm, wat onvermijdelijk lijkt vanwege het feit dat 'Ton' niet is aangepast voor deze procedure.

De ontwikkeling van een alternatieve techniek helpt echter om een ​​echte arbeidsfactorcorrectie te bereiken, zelfs in de discontinue modus (DCM). Het werkingsprincipe kan worden bestudeerd in het onderstaande figuur en met de bijgevoegde vergelijkingen.

Verwijzend naar het bovenstaande diagram, kan de piekstroom van de spoel worden geëvalueerd door het volgende op te lossen:

De gemiddelde spoelstroom met betrekking tot de schakelcyclus (die bovendien wordt aangenomen als de momentane lijnstroom voor de gegeven schakelcyclus, omdat de schakelfrequentie meestal hoger is dan de lijnfrequentie waarop de variaties van de lijnspanning plaatsvinden ), wordt uitgedrukt met de formule:

De combinatie van de bovenstaande relatie en vereenvoudiging van de termen levert het volgende op:

De bovenstaande uitdrukking geeft duidelijk aan en impliceert duidelijk dat in het geval dat een methode wordt geïmplementeerd waarin een algoritme ervoor zorgt dat ton.tcycle / Tsw op een constant niveau wordt gehouden, het ons in staat zou stellen om een ​​sinusgolflijnstroom te bereiken met een arbeidsfactor van éénheid, zelfs in de discontinue werkwijze.

Hoewel de bovenstaande overwegingen enkele duidelijke voordelen onthullen voor de voorgestelde DCM-controllertechniek, lijkt dit niet de ideale keuze vanwege de bijbehorende hoge piekstroomniveaus, zoals aangetoond in de volgende tabel:

Om een ​​ideale PFC-omstandigheden te bereiken, zou een verstandige benadering zijn om een ​​toestand te implementeren waarin de DCM- en de Crm-werkingsmodi worden samengevoegd om het beste uit deze twee tegenhangers te melken.

Daarom, wanneer de belastingsomstandigheden niet zwaar zijn en de CrM met een hoge frequentie werkt, gaat het circuit voor een DCM-werkingsmodus, en in het geval dat de belastingsstroom hoog is, mag de Crm-toestand aanhouden zodat de stroompieken dat doen niet geneigd om de ongewenste hoge limieten te overschrijden.

Dit soort optimalisatie over de twee voorgestelde regelmodi kan het beste worden gevisualiseerd in de volgende afbeelding, waar de voordelen van de twee regelmodi worden samengevoegd om de meest gewenste oplossingen te bereiken.

Zet de geleidingsmodus voort

De continue geleidingsmodus van PFC zou behoorlijk populair kunnen worden in SMPS-ontwerpen vanwege hun flexibele toepassingskenmerken en bereik en de bijbehorende verschillende voordelen.

In deze modus wordt de huidige piekspanning op een lager niveau gehouden, wat resulteert in minimale schakelverliezen binnen de relevante componenten, en bovendien wordt de ingangsrimpel op een minimaal niveau weergegeven met een relatief constante frequentie, wat op zijn beurt het afvlakproces veel eenvoudiger maakt voor hetzelfde.
De volgende attributen die verband houden met het CCM-type PFC moeten wat uitgebreider worden besproken.

Vrms2-besturing

Een van de essentiële kenmerken van de meeste PFC-ontwerpen die universeel worden toegepast, is het referentiesignaal dat een steppe-downimitatie moet zijn van de gelijkgerichte ingangsspanning.

Dit geminimaliseerde gelijkgerichte equivalent van de ingangsspanning wordt uiteindelijk in de schakeling toegepast om de juiste golfvorm voor de uitgangsstroom te vormen.

Zoals hierboven besproken, wordt normaal gesproken een multiplicatorcircuittrap gebruikt voor deze bewerking, maar zoals we weten, kan een multiplicatorcircuittrap relatief minder kosteneffectief zijn dan een traditioneel twn-input multiplicatorsysteem.

Een klassiek voorbeeld van een lay-out is te zien in het onderstaande figuur, dat een PFC-benadering in continue modus laat zien.

Zoals te zien is, wordt hier de boost-omzetter geactiveerd met behulp van een gemiddelde stroommodus PWM, die verantwoordelijk wordt voor het dimensioneren van de inductorstroom (ingangsstroom voor de omzetter), met verwijzing naar het opdrachtstroomsignaal, V (i) , wat kan worden gezien als het verkleinde equivalent van de ingangsspanning V (in) tot een deel van VDIV.

Dit wordt gerealiseerd door het foutspanningssignaal te delen door het kwadraat van het ingangsspanningssignaal (afgevlakt door de condensator Cf, om een ​​vereenvoudigde schaalfactor te creëren met betrekking tot het ingangsspanningsniveau).

Hoewel u het misschien een beetje vreemd vindt om te zien dat het foutsignaal wordt gedeeld door het kwadraat van de ingangsspanning, is de reden achter deze maatregel het creëren van een lusversterking (of een tijdelijke afhankelijke respons) die mogelijk niet is gebaseerd op de ingangsspanning. triggeren.

Het kwadraten van de spanning op de noemer neutraliseert met de waarde van Vsin samen met de overdrachtsfunctie van de PWM-regeling (de evenredigheid van de helling van de stroomgrafiek van de inducror met de ingangsspanning).

Een nadeel van deze vorm van PFC is echter de flexibiliteit van de vermenigvuldiger, waardoor deze fase een beetje overdreven moet zijn, vooral de stroomverwerkingssecties van het circuit, zodat deze zelfs de slechtste scenario's voor energiedissipatie ondersteunt.

Gemiddelde huidige modusregeling

In de bovenstaande afbeelding kunnen we zien hoe het referentiesignaal geproduceerd door de vermenigvuldiger V (i) de vorm van de golfvorm aangeeft, en het schaalbereik van de PFC-ingangsstroom.

De aangegeven PWM-fase wordt verantwoordelijk voor het verzekeren van een gemiddelde ingangsstroom die gelijk is aan de referentiewaarde. De procedure wordt uitgevoerd door middel van een gemiddelde stroommoduscontroller, zoals te zien is in de onderstaande afbeelding.

De gemiddelde stroommodusregeling is in feite geconfigureerd om de gemiddelde stroom (input / output) te regelen met verwijzing naar het regelsignaal Icp, dat op zijn beurt wordt gecreëerd door een laagfrequente DC-lus te gebruiken door een foutversterkercircuittrap, en dit is niets anders dan de equivalente stroom die overeenkomt met het signaal Vi dat wordt weergegeven in de eerdere afbeelding hiervan.

De trapstroomversterker functioneert zowel als een stroomintegrator als een foutversterker om de vorm van de golfvorm te regelen, terwijl het Icp-signaal dat wordt gegenereerd over Rcp verantwoordelijk wordt voor het uitvoeren van de DC-ingangsspanningsregeling.

Om een ​​lineaire respons van de stroomversterker te garanderen, moet de invoer vergelijkbaar zijn, wat betekent dat het potentiaalverschil dat wordt gegenereerd over R (shunt) vergelijkbaar moet zijn met de spanning die wordt gegenereerd rond Rcp, omdat we geen gelijkstroom kunnen hebben via de niet-inverterende weerstandsingang van de stroomversterker.

De output die door de stroomversterker wordt gegenereerd, wordt verondersteld een 'laagfrequent' foutsignaal te zijn, afhankelijk van de gemiddelde stroom van de shunt, evenals het signaal van de Isp.

Nu genereert een oscillator een zaagtandsignaal dat wordt gebruikt om het bovenstaande signaal ermee te vergelijken, net als bij het ontwerp van de spanningsmodus.

Dit resulteert in het creëren van PWM's die worden bepaald door de bovengenoemde twee signalen te vergelijken.

Geavanceerde PFC-oplossingen

De verschillende methoden van PFC-besturingen zoals hierboven besproken (CrM, CCM, DCM) en hun varianten bieden de ontwerpers verschillende opties voor het configureren van PFC-circuits.

Ondanks deze opties heeft de consequente zoektocht naar betere en geavanceerdere modules in termen van efficiëntie het echter mogelijk gemaakt voor deze toepassingen meer geavanceerde ontwerpen te diagnosticeren.

We zullen hier meer over bespreken, aangezien dit artikel is bijgewerkt met de laatste informatie over dit onderwerp.