Een flyback-converter ontwerpen - uitgebreide zelfstudie

Een flyback-configuratie is de geprefereerde topologie in SMPS-applicatieontwerpen, voornamelijk omdat het een volledige isolatie garandeert van de DC-uitgang van de AC-ingang. Andere kenmerken zijn onder meer lage fabricagekosten, eenvoudiger ontwerp en ongecompliceerde implementatie. De low-current DCM-versie van flyback-converters met een uitgangsspecificatie van minder dan 50 watt worden op grotere schaal gebruikt dan de grotere tegenhangers met hoge stroomsterkte.

Laten we de details leren met een uitgebreide uitleg via de volgende paragrafen:

Uitgebreide ontwerphandleiding voor offline DCM Flyback-converter met vaste frequentie

Flyback-operaties: DCM en CCM

Hieronder zien we het fundamentele schematische ontwerp van een flyback-omzetter. De belangrijkste secties in dit ontwerp zijn de transformator, het schakelvermogen mosfet Q1 aan de primaire zijde, de bruggelijkrichter aan de secundaire zijde D1, een filtercondensator voor afvlakking de output van D1, en een PWM-controllertrap die een IC-gestuurd circuit kan zijn.

Dit type flyback-ontwerp kan een CCM (continue geleidingsmodus) of DCM (discontinue geleidingsmodus) hebben op basis van hoe de vermogens-MOSFET T1 is geconfigureerd.

Kortom, in de DCM-modus hebben we de volledige elektrische energie die is opgeslagen in de transformator primair overgedragen over de secundaire zijde elke keer dat de MOSFET wordt uitgeschakeld tijdens de schakelcycli (ook wel de flyback-periode genoemd), wat ertoe leidt dat de primaire zijstroom een ​​nulpotentiaal bereikt. voordat T1 in zijn volgende schakelcyclus weer AAN kan gaan.

In de CCM-modus krijgt de elektrische energie die is opgeslagen in de primaire niet de mogelijkheid om volledig over de secundaire te worden overgedragen of geïnduceerd.

Dit komt doordat elk van de volgende schakelpulsen van de PWM-controller T1 AAN zet voordat de transformator zijn volledige opgeslagen energie heeft overgedragen aan de belasting. Dit houdt in dat de terugslagstroom (ILPK en ISEC) tijdens elk van de schakelcycli nooit het nulpotentiaal mag bereiken.

We kunnen getuige zijn van het verschil tussen de twee werkingsmodi in het volgende diagram door de huidige golfvormpatronen over het primaire en secundaire gedeelte van de transformator.

Zowel DCM- als CCM-modi hebben hun specifieke voordelen, die kunnen worden geleerd uit de volgende tabel:

In vergelijking met CCM vereist het DCM-moduscircuit grotere piekstroomniveaus om een ​​optimaal vermogen aan de secundaire zijde van de transformator te garanderen. Dit vereist op zijn beurt dat de primaire zijde wordt beoordeeld op een hogere RMS-stroom, wat betekent dat de MOSFET moet worden beoordeeld op het gespecificeerde hogere bereik.

In gevallen waarin het ontwerp moet worden gebouwd met een beperkt bereik van ingangsstroom en componenten, wordt meestal een CCM-modus fyback geselecteerd, waardoor het ontwerp een relatief kleinere filtercondensator kan gebruiken en een lager geleidingsverlies op de MOSFET en de transformator).

CCM wordt gunstig voor omstandigheden waarin de ingangsspanning lager is, terwijl de stroom hoger is (meer dan 6 ampère), ontwerpen die mogelijk geschikt zijn om mee te werken 50 watt vermogen , behalve voor outputs op 5V waarbij de wattage-specificatie lager kan zijn dan 50 watt.

De bovenstaande afbeelding geeft de huidige respons aan de primaire kant van de flyback-modi aan en de overeenkomstige relatie tussen hun driehoekige en trapeziumvormige golfvormen.

IA op de driehoekige golfvorm geeft het minimale initialisatiepunt aan dat kan worden gezien als nul, aan het begin van de inschakelperiode van de MOSFET, en ook een hoger stroompiekniveau dat aanhoudt in de primaire wikkeling van de transformator op het moment totdat de MOSFET weer wordt ingeschakeld, tijdens de CCM-werkingsmodus.

IB kan worden gezien als het eindpunt van de huidige magnitude terwijl de mosfet schakelaar is ingeschakeld (Ton-interval).

De genormaliseerde stroomwaarde IRMS kan worden gezien als de functie van de K-factor (IA / IB) over de Y-as.

Dit kan worden gebruikt als de vermenigvuldiger wanneer weerstandsverliezen moeten worden berekend voor een assortiment van golfvormen met verwijzing naar een trapeziumvormige golfvorm met een vlakke bovenste golfvorm.

Dit toont ook de extra onvermijdelijke DC-geleidingsverliezen van de transformatorwikkeling en de transistors of diodes aan als een stroomgolfvormfunctie. Door gebruik te maken van deze adviezen kan de ontwerper met een dergelijk goed berekend ontwerp van de omvormer wel 10 tot 15% geleidingsverliezen voorkomen.

Het in aanmerking nemen van de bovenstaande criteria kan aanzienlijk cruciaal worden voor toepassingen die zijn ontworpen om hoge RMS-stromen aan te kunnen en die een optimale efficiëntie vereisen als de belangrijkste kenmerken.

Het is misschien mogelijk om de extra koperverliezen te elimineren, hoewel dat een formidabel kan vereisen kern grootte voor het accommoderen van het essentiële grotere kronkelende raamoppervlak, in tegenstelling tot situaties waarin alleen de kernspecificaties cruciaal worden.

Zoals we tot nu toe hebben begrepen, maakt een DCM-werkingsmodus het gebruik van een kleinere transformator mogelijk, heeft deze een grotere transiënte respons en werkt met minimale schakelverliezen.

Daarom wordt deze modus ten zeerste aanbevolen voor flyback-circuits die zijn gespecificeerd voor hogere uitgangsspanningen met relatief lagere ampère-eisen.

Hoewel het misschien mogelijk is om een ​​flyback-omzetter te ontwerpen die zowel met DCM- als met CCM-modi werkt, moet één ding in gedachten worden gehouden dat tijdens de overgang van DCM naar CCM-modus deze schakelfunctie verandert in een 2-polige werking, wat aanleiding geeft tot lage impedantie voor de omzetter.

Deze situatie maakt het essentieel om aanvullende ontwerpstrategieën op te nemen, waaronder verschillende lus- (feedback) en hellingcompensatie met betrekking tot het binnenste stroomlus-systeem. Praktisch houdt dit in dat we ervoor moeten zorgen dat de converter in de eerste plaats is ontworpen voor een CCM-modus, maar in staat is om met de DCM-modus te werken wanneer lichtere belastingen aan de uitgang worden gebruikt.

Het is misschien interessant om te weten dat het door het gebruik van geavanceerde transformatormodellen mogelijk wordt om een ​​CCM-omzetter te verbeteren door middel van schonere en lichtere belastingregeling, evenals hoge kruisregeling over een breed scala aan belastingen via een trapsgewijze transformator.

In dergelijke gevallen wordt een kleine kernopening afgedwongen door een extern element in te brengen, zoals een isolatietape of papier, om aanvankelijk een hoge inductantie op te wekken en ook CCM-werking met lichtere belastingen mogelijk te maken. We zullen dit een andere keer uitvoerig bespreken in mijn volgende artikelen.

Met zulke veelzijdige DCM-moduskenmerken, is het geen verrassing dat dit de populaire keuze wordt wanneer een probleemloze, efficiënte en energiezuinige SMPS moet worden ontworpen.

Hieronder zullen we de stapsgewijze instructies leren over het ontwerpen van een DCM-modus flyback-converter.

DCM Flyback-ontwerpvergelijkingen en sequentiële besluitvereisten

Stap 1:
Beoordeel en schat uw ontwerpvereisten in. Alle SMPS-ontwerp moet beginnen met het beoordelen en bepalen van de systeemspecificaties. U moet de volgende parameters definiëren en toewijzen:

We weten dat de efficiëntieparameter de cruciale is die als eerste moet worden bepaald, de gemakkelijkste manier is om een ​​doelstelling van ongeveer 75% tot 80% vast te stellen, zelfs als uw ontwerp een goedkoop ontwerp is. De schakelfrequentie aangeduid als

Fsw moet over het algemeen worden gecompromitteerd terwijl het de beste transformatorafmetingen en verliezen als gevolg van schakelen en EMI krijgt. Dit houdt in dat men wellicht moet beslissen over een schakelfrequentie van ten minste 150 kHz. Meestal kan dit worden geselecteerd tussen een bereik van 50 kHz en 100 kHz.

Bovendien, als er meer dan één uitgang moet worden opgenomen voor het ontwerp, moet de maximale vermogenswaarde Pout worden aangepast als de gecombineerde waarde van de twee uitgangen.

Misschien vindt u het interessant om te weten dat tot voor kort de meest populaire conventionele SMPS-ontwerpen de mosfet en de PWM-schakelcontroller als twee verschillende geïsoleerde fasen, samen geïntegreerd over een PCB-layout, maar tegenwoordig zijn deze twee fasen in moderne SMPS-eenheden ingebed in één pakket en vervaardigd als enkele IC's.

De parameters die doorgaans worden overwogen bij het ontwerpen van een flyback SMPS-omzetter zijn voornamelijk 1) de toepassing of de belastingsspecificaties, 2) kosten, 3) stand-byvermogen en 4) aanvullende beveiligingsfuncties.

Wanneer embedded IC's worden gebruikt, wordt het meestal een stuk eenvoudiger, omdat alleen de transformator en een paar externe passieve componenten moeten worden berekend voor het ontwerpen van een optimale flyback-omzetter.

Laten we dieper ingaan op de details van de betrokken berekeningen voor het ontwerpen van een flaback-SMPS.

Berekening van de ingangscondensator Cin en het DC-ingangsspanningsbereik

Afhankelijk van de ingangsspanning en vermogensspecificaties, kan de standaardregel voor het selecteren van Cin, ook wel DC-tussenkringcondensator genoemd, worden afgeleid uit de volgende uitleg:

Om een ​​breed werkingsbereik te garanderen, kan een waarde van 2uF per watt of hoger worden gekozen voor een tussenkringcondensator, waardoor u een goed kwaliteitsbereik voor dit onderdeel krijgt.

Vervolgens kan het nodig zijn om de minimale DC-ingangsspanning te bepalen die kan worden verkregen door het volgende op te lossen:

Waar de ontlading de duty-ratio wordt van de DC-tussenkringcondensator, die ongeveer rond de 0,2 kan zijn

In de bovenstaande afbeelding kunnen we de condensatorspanning van de tussenkring visualiseren. Zoals getoond, ontstaat de ingangsspanning tijdens het maximale uitgangsvermogen en de minimale AC-ingangsspanning, terwijl de maximale DC-ingangsspanning ontstaat tijdens het minimale ingangsvermogen (geen belasting) en tijdens de maximale AC-ingangsspanning.

Tijdens onbelaste toestand kunnen we een maximale DC-ingangsspanning zien, gedurende welke de condensator wordt opgeladen op het piekniveau van de AC-ingangsspanning, en deze waarden kunnen worden uitgedrukt met de volgende vergelijking:

Stap 3:

Evaluatie van de Flyback-geïnduceerde VR-spanning en de maximale spanningsbelasting op de MOSFET VDS. De Flyback-geïnduceerde spanning VR kan worden begrepen als de spanning die wordt geïnduceerd over de primaire zijde van de transformator wanneer de mosfet Q1 is uitgeschakeld.

De bovenstaande functie heeft op zijn beurt invloed op de maximale VDS-classificatie van de mosfet, die kan worden bevestigd en geïdentificeerd door de volgende vergelijking op te lossen:

Waarbij Vspike de spanningspiek is die wordt gegenereerd als gevolg van transformatorlekkage-inductie.

Om te beginnen kan een 30% Vspike uit VDSmax worden gehaald.

De volgende lijst vertelt ons hoeveel gereflecteerde spanning of geïnduceerde spanning kan worden aanbevolen voor een 650V tot 800V nominale MOSFET, en met een initiële grenswaarde VR lager dan 100V voor een verwacht groot ingangsspanningsbereik.

Het kiezen van de juiste VR kan een koopje zijn tussen het niveau van spanningsspanning over de secundaire gelijkrichter en de specificaties van de primaire zij-mosfet.

Als VR erg hoog wordt geselecteerd door een verhoogde wikkelverhouding, zou dit aanleiding geven tot een grotere VDSmax, maar een lager niveau van spanningsspanning op de secundaire zijde diode.

En als VR te klein wordt geselecteerd door een kleinere wikkelverhouding, zou VDSmax kleiner worden, maar zou het spanningsniveau op de secundaire diode toenemen.

Een grotere VDSmax aan de primaire zijde zou niet alleen een lager spanningsniveau op de secundaire zijde diode en vermindering van de primaire stroom verzekeren, maar zal ook een kosteneffectief ontwerp mogelijk maken.

Flyback met DCM-modus

Hoe Dmax te berekenen afhankelijk van Vreflected en Vinmin

Een maximale inschakelduur kan worden verwacht bij gevallen van VDCmin. Voor deze situatie kunnen we de transformator ontwerpen langs de drempels van DCM en CCM. In dit geval kan de duty-cycle worden weergegeven als:

Stap 4:

Hoe de primaire inductantiestroom te berekenen

In deze stap berekenen we de primaire inductantie en de primaire piekstroom.

De volgende formules kunnen worden gebruikt om de primaire piekstroom te identificeren:

Zodra het bovenstaande is bereikt, kunnen we doorgaan en de primaire inductantie berekenen met behulp van de volgende formule, binnen de maximale duty cycle-grenzen.

Voorzichtigheid is geboden met betrekking tot de flyback, deze mag niet in de CCM-modus gaan vanwege enige vorm van overmatige belasting, en voor deze maximale vermogensspecificatie moet rekening worden gehouden bij het berekenen van Poutmax in vergelijking # 5. De genoemde toestand kan ook optreden als de inductantie wordt verhoogd tot boven de Lprimax-waarde, dus noteer deze.

Stap5 ​

Hoe de optimale kernkwaliteit en -grootte te selecteren:

Het kan nogal intimiderend lijken bij het selecteren van de juiste kernspecificatie en structuur als u voor het eerst een flyback ontwerpt. Omdat dit een aanzienlijk aantal factoren en variabelen kan omvatten waarmee rekening moet worden gehouden. Enkele hiervan die cruciaal kunnen zijn, zijn de kerngeometrie (bijv. EE-kern / RM-kern / PQ-kern enz.), De kernafmeting (bijv. EE19, RM8 PQ20 enz.), En het kernmateriaal (bijv. 3D96, TP4, 3F3 enz).

Als u geen idee heeft hoe u verder moet gaan met de bovenstaande specificaties, kunt u dit probleem effectief verhelpen door een standaard kernselectiegids door de kernfabrikant, of u kunt ook de hulp van de volgende tabel nemen, die u ruwweg de standaard kernafmetingen geeft bij het ontwerpen van een 65 kHz DCM-flyback, met verwijzing naar het uitgangsvermogen.

Als u klaar bent met de selectie van de kernmaat, is het tijd om de juiste spoel te selecteren, die u kunt verkrijgen volgens het kerngegevensblad. Extra eigenschappen van de spoel, zoals aantal pinnen, PCB-montage of SMD, horizontale of verticale positionering, dit alles moet mogelijk ook worden beschouwd als het voorkeursontwerp

Het kernmateriaal is ook cruciaal en moet worden geselecteerd op basis van de frequentie, magnetische fluxdichtheid en kernverliezen.

Om te beginnen kunt u varianten proberen met de naam 3F3, 3C96 of TP4A, onthoud dat de namen van het beschikbare kernmateriaal kunnen verschillen voor identieke typen, afhankelijk van de specifieke fabrikant.

Hoe minimale primaire bochten of wikkelingen te berekenen

Waar de term Bmax geeft de maximale fluxdichtheid aan, Lpri vertelt je over de primaire inductantie, Ipri wordt de primaire piekstroom, terwijl Ae het dwarsdoorsnedegebied van het geselecteerde kerntype identificeert.

Er moet aan worden herinnerd dat de Bmax nooit de verzadigingsfluxdichtheid (Bsat) mag overschrijden zoals gespecificeerd in het gegevensblad van het kernmateriaal. Mogelijk vindt u kleine verschillen in Bsat voor ferrietkernen, afhankelijk van specificaties zoals materiaaltype en temperatuur, maar de meeste hiervan hebben een waarde in de buurt van 400mT.

Als u geen gedetailleerde referentiegegevens vindt, kunt u kiezen voor een Bmax van 300mT. Hoewel het selecteren van een hogere Bmax kan helpen bij het verminderen van het aantal primaire windingen en een lagere geleiding, kan het kernverlies aanzienlijk toenemen. Probeer te optimaliseren tussen de waarden van deze parameters, zodat kernverlies en koperverlies beide binnen aanvaardbare grenzen worden gehouden.

Stap 6:

Hoe het aantal beurten voor de secundaire hoofduitgang (Ns) en de diverse hulpuitgangen (Naux) te berekenen

Om te bepaal de secundaire bochten we moeten eerst de draaiverhouding (n) vinden, die kan worden berekend met de volgende formule:

Waar Np de primaire windingen is en Ns het secundaire aantal windingen is, betekent Vout de uitgangsspanning en VD vertelt ons over de spanningsval over de secundaire diode.

Voor het berekenen van de windingen voor de hulpuitgangen voor een gewenste Vcc-waarde, kan de volgende formule worden gebruikt:

Een hulpwikkeling wordt cruciaal in alle flyback-omvormers voor het leveren van de eerste opstartvoeding aan het besturings-IC. Deze voedings-VCC wordt normaal gesproken gebruikt voor het voeden van de schakel-IC aan de primaire zijde en kan worden vastgesteld volgens de waarde in het gegevensblad van de IC. Als de berekening een niet-geheel getal oplevert, rond deze dan af met de bovenste gehele waarde net boven dit niet-gehele getal.

Hoe de draadmaat voor de geselecteerde uitgangswikkeling te berekenen

Om de draadmaten voor de verschillende wikkelingen correct te berekenen, moeten we eerst de RMS-stroomspecificatie voor de individuele wikkeling achterhalen.

Het kan worden gedaan met de volgende formules:

Als uitgangspunt zou een stroomdichtheid van 150 tot 400 mm per ampère kunnen worden gebruikt om de dikte van de draad te bepalen. De volgende tabel toont de referentie voor het selecteren van de juiste draaddikte met 200M / A, volgens de RMS-stroomwaarde. Het toont u ook de diameter van de draad en de basisisolatie voor een diverse dikte van supergeëmailleerde koperdraden.

Stap8:

Gezien de constructie van de transformator en het ontwerp van de wikkeling

Nadat u klaar bent met het bepalen van de hierboven besproken transformatorparameters, wordt het cruciaal om te evalueren hoe de draadafmeting en het aantal windingen passen binnen de berekende transformatorkernmaat en de gespecificeerde spoel. Om dit optimaal te krijgen, kunnen verschillende iteraties of experimenten nodig zijn om de kernspecificatie te optimaliseren met betrekking tot draaddikte en het aantal windingen.

De volgende afbeelding geeft het wikkelgebied voor een gegeven aan EE kern ​Met verwijzing naar de berekende draaddikte en het aantal windingen voor de individuele wikkeling, kan het mogelijk zijn om bij benadering in te schatten of de wikkeling past in het beschikbare wikkelgebied (b en h) of niet. Als de wikkeling niet geschikt is, kan een van de parameters uit het aantal windingen, draaddikte of de kernafmeting, of meer dan 1 parameter enige fijnafstelling vereisen totdat de wikkeling optimaal past.

De lay-out van de wikkeling is cruciaal, omdat de werkprestaties en de betrouwbaarheid van de transformator er aanzienlijk van afhangen. Het wordt aanbevolen om een ​​sandwich-indeling of -constructie voor de wikkeling te gebruiken om inductielekkage te beperken, zoals aangegeven in figuur 5.

Ook om te voldoen aan en te voldoen aan de internationale veiligheidsregels, moet het ontwerp een voldoende bereik van isolatie hebben over de primaire en secundaire wikkelingslagen. Dit kan worden gegarandeerd door gebruik te maken van een marge-gewikkelde structuur, of door een secundaire draad te gebruiken met drievoudig geïsoleerde draadclassificatie, zoals weergegeven in de volgende respectieve afbeelding

Het gebruik van drievoudig geïsoleerde draad voor de secundaire wikkeling wordt de gemakkelijkere optie om snel de internationale veiligheidswetten met betrekking tot flyback SMPS-ontwerpen te bevestigen. Dergelijke versterkte draden kunnen echter een iets grotere dikte hebben in vergelijking met de normale variant, waardoor de wikkeling meer ruimte inneemt, en kan extra inspanning vergen om binnen de geselecteerde spoel te passen.

Stap 9

Hoe het primaire klemcircuit te ontwerpen

In de schakelsequentie, voor de UIT-perioden van de mosfet, wordt een hoge spanningspiek in de vorm van lekinductantie onderworpen over de mosfet-afvoer / -bron, wat kan resulteren in een lawine-uitval en uiteindelijk de mosfet beschadigen.

Om dit tegen te gaan, wordt meestal een klemcircuit geconfigureerd over de primaire wikkeling, waardoor de gegenereerde piek onmiddellijk wordt beperkt tot een veilige lagere waarde.

U zult een aantal ontwerpen van klemschakelingen vinden die voor dit doel kunnen worden gebruikt, zoals weergegeven in de volgende afbeelding.

Dit zijn namelijk RCD-klem en Diode / Zener-klem, waarbij de laatste veel eenvoudiger te configureren en implementeren is dan de eerste optie. In dit klemcircuit gebruiken we een combinatie van een gelijkrichterdiode en een hoogspannings-zenerdiode zoals een TVS (transient voltage suppressor) voor het afklemmen van de piekpiek.

De functie van de Zener diode is om de spanningspiek efficiënt af te knippen of te beperken totdat de lekspanning volledig door de zenerdiode is geshunt. Het voordeel van een diode Zener-klem is dat het circuit alleen wordt geactiveerd en geklemd als de gecombineerde waarde van VR en Vspike de specificatie van de zenerdiode overschrijdt, en omgekeerd, zolang de piek onder de zener-uitval of een veilig niveau ligt, de klem kan helemaal niet worden geactiveerd, waardoor er geen onnodige vermogensdissipatie mogelijk is.

Hoe de klemdiode / zenerclassificatie te selecteren

Het moet altijd tweemaal de waarde van de gereflecteerde spanning VR of de veronderstelde piekspanning zijn.
De gelijkrichterdiode moet een ultrasnel herstel hebben of een diode van het schottky-type met een hogere waarde dan de maximale tussenkringspanning.

De alternatieve optie van het klemmen van het RCD-type heeft het nadeel dat de dv / dt van de MOSFET wordt vertraagd. Hier wordt de weerstandsparameter van de weerstand cruciaal terwijl de spanningspiek wordt beperkt. Als een Rclamp met een lage waarde wordt geselecteerd, zou dit de bescherming tegen spikes verbeteren, maar kan de dissipatie en verspilling van energie toenemen. Omgekeerd, als een Rclamp met een hogere waarde wordt geselecteerd, zou dat helpen om de dissipatie te minimaliseren, maar het is misschien niet zo effectief in het onderdrukken van de pieken ​

Verwijzend naar de bovenstaande afbeelding kan de volgende formule worden gebruikt om VR = Vspike te garanderen

Waar Lleak de inductantie van de transformator betekent, en kan worden gevonden door een kortsluiting over de secundaire wikkeling te maken, of als alternatief, kan een vuistregel worden opgenomen door 2 tot 4% van de primaire inductantiewaarde toe te passen.

In dit geval moet de condensator Cclamp substantieel groot zijn om een ​​stijging van de spanning tijdens de absorptieperiode van de lekkenergie te verhinderen.

De waarde van Cclamp kan worden geselecteerd tussen 100pF en 4.7nF, de energie die in deze condensator is opgeslagen, wordt tijdens elke schakelcyclus snel ontladen en ververst door Rclamp.

Stap 10

Hoe de uitgangsgelijkrichterdiode te selecteren

Dit kan worden berekend met behulp van de bovenstaande formule.

Zorg ervoor dat u de specificaties zo selecteert dat de maximale sperspanning of de VRRM van de diode niet minder is dan 30% dan de VRVdiode, en zorg er ook voor dat de IF of de lawine voorwaartse stroomspecificatie minimaal 50% groter is dan de IsecRMS. Ga bij voorkeur voor een schottky-diode om geleidingsverliezen te minimaliseren.

Met een DCM-circuit kan de Flyback-piekstroom hoog zijn, probeer daarom een ​​diode te selecteren met een lagere doorlaatspanning en een relatief hogere stroomspecificatie met betrekking tot het gewenste efficiëntieniveau.

Stap 11

Hoe de uitgangscondensatorwaarde te selecteren

Een correct berekende uitgangscondensator terwijl het ontwerpen van een flyback uiterst cruciaal kan zijn, omdat in een flyback-topologie opgeslagen inductieve energie niet beschikbaar is tussen de diode en de condensator, wat impliceert dat de condensatorwaarde moet worden berekend door rekening te houden met 3 belangrijke criteria:

1) Capaciteit
2) ESR
3) RMS-stroom

De minimaal mogelijke waarde kan worden bepaald, afhankelijk van de functie van de maximaal aanvaardbare piek-tot-piek-output-rimpelspanning, en kan worden geïdentificeerd aan de hand van de volgende formule:

Waarbij Ncp het aantal primaire zijklokpulsen aangeeft dat vereist is door de stuurterugkoppeling voor het regelen van de taak vanaf de gespecificeerde maximale en minimale waarden. Dit vereist doorgaans ongeveer 10 tot 20 schakelcycli.
Iout verwijst naar de maximale uitgangsstroom (Iout = Poutmax / Vout).

Gebruik de volgende formule om de maximale RMS-waarde voor de uitgangscondensator te bepalen:

Voor een gespecificeerde hoge schakelfrequentie van de flyback, zal de maximale piekstroom van de secundaire zijde van de transformator een overeenkomstig hoge rimpelspanning genereren, opgelegd over de equivalente ESR van de uitgangscondensator. Gezien dit moet ervoor worden gezorgd dat de ESRmax-classificatie van de condensator de gespecificeerde aanvaardbare rimpelstroomcapaciteit van de condensator niet overschrijdt.

Het uiteindelijke ontwerp kan fundamenteel de gewenste spanningswaarde en rimpelstroomcapaciteit van de condensator omvatten, gebaseerd op de werkelijke verhouding van de geselecteerde uitgangsspanning en stroom van de flyback.

Zorg ervoor dat het ESR-waarde wordt bepaald op basis van het gegevensblad op basis van een frequentie hoger dan 1 kHz, waarvan doorgaans wordt aangenomen dat deze tussen 10 kHz en 100 kHz ligt.

Het zou interessant zijn om op te merken dat een enkele condensator met een lage ESR-specificatie voldoende kan zijn om de outputrimpel te regelen. U kunt proberen een klein LC-filter op te nemen voor hogere piekstromen, vooral als de flyback is ontworpen om te werken met een DCM-modus, wat een redelijk goede rimpelspanningsregeling aan de uitgang kan garanderen.

Stap 12

Verdere belangrijke overwegingen:

A) Hoe u de spanning en stroom kunt selecteren voor de bruggelijkrichter aan de primaire zijde.

Het kan worden gedaan door middel van de bovenstaande vergelijking.

In deze formule PF staat voor arbeidsfactor van de voeding, kunnen we 0,5 toepassen in het geval een juiste referentie buiten bereik komt. Selecteer voor de bruggelijkrichter de diodes of de module met een voorwaartse ampère die 2 keer zo hoog is als de IACRMS. Voor de nominale spanning kan deze worden geselecteerd op 600V voor een maximale ingangsspecificatie van 400V AC.

B) Hoe de Current Sense Resistor (Rsense) te selecteren:

Het kan worden berekend met de volgende vergelijking. De detectieweerstand Rsense is ingebouwd om het maximale vermogen aan de uitgang van de flyback te interpreteren. De Vcsth-waarde kan worden bepaald door te verwijzen naar het IC-gegevensblad van de controller, Ip (max) geeft de primaire stroom aan.

C) Selectie van de VCC van de condensator:

Een optimaal capaciteitswaarde is cruciaal voor de ingangscondensator om een ​​goede opstartperiode te geven. Typisch elke waarde tussen 22uF en 47uF doet het werk goed. Als dit echter veel lager is geselecteerd, kan dit resulteren in het activeren van een 'onderspanningsvergrendeling' op het controller-IC, voordat de Vcc zich kan ontwikkelen door de converter. Integendeel, een grotere capaciteitswaarde zou kunnen resulteren in een ongewenste vertraging van de opstarttijd van de omzetter.

Zorg er bovendien voor dat deze condensator van de beste kwaliteit is, met zeer goede ESR- en rimpelstroomspecificaties, vergelijkbaar met de output condensator specificaties ​Het wordt sterk aanbevolen om een ​​andere condensator met een kleinere waarde in de orde van 100nF aan te sluiten, parallel aan de hierboven besproken condensator en zo dicht mogelijk bij de Vcc / aarde-pinouts van de controller-IC.

D) De feedbacklus configureren:

Feedbackluscompensatie wordt belangrijk om het genereren van oscillatie te stoppen. Het configureren van luscompensatie kan eenvoudiger zijn voor terugslag in DCM-modus dan een CCM, vanwege de afwezigheid van 'rechter halfvlak nul' in de vermogensfase en er is dus geen compensatie nodig.

Zoals aangegeven in de bovenstaande figuur, wordt een eenvoudige RC (Rcomp, Ccomp) meestal net genoeg om een ​​goede stabiliteit over de lus te behouden. In het algemeen kan de Rcomp-waarde worden geselecteerd tussen 1K en 20K, terwijl Ccomp binnen het bereik van 100nF en 470pF kan liggen.

Hiermee is onze uitgebreide discussie over het ontwerpen en berekenen van een flyback-converter afgesloten. Als u suggesties of vragen heeft, kunt u deze in het volgende opmerkingenveld plaatsen. Uw vragen worden zo snel mogelijk beantwoord.

Hoffelijkheid: Infineon