Hoe Buck-Boost-circuits werken

We hebben allemaal veel gehoord over buck- en boost-circuits en weten dat deze circuits in principe worden gebruikt in SMPS-ontwerpen voor het verhogen of verlagen van een bepaalde spanning aan de ingang. Het interessante van deze technologie is dat het de bovenstaande functies mogelijk maakt met een verwaarloosbare warmteontwikkeling, wat resulteert in een uiterst efficiënte conversie.

Wat is Buck-Boost, hoe het werkt

Laten we het concept in de eerste sectie leren zonder veel technische details, zodat het gemakkelijker wordt om te begrijpen wat het concept van buck boost precies is, zelfs voor een beginner.

Van de drie fundamentele topologieën met de naam buck, boost en buck-boost, is de derde populairder omdat beide functies (buck boost) kunnen worden gebruikt via een enkele configuratie door simpelweg de invoerpulsen te wijzigen.

In de buck-boost-topologie hebben we voornamelijk een elektronische schakelcomponent die de vorm kan hebben van een transistor of een mosfet. Deze component wordt geschakeld via een pulserend signaal van een geïntegreerd oscillatorcircuit.

Afgezien van de bovengenoemde schakelcomponent, heeft het circuit een inductor, een diode en een condensator als hoofdingrediënten.

Al deze onderdelen zijn gerangschikt in de vorm die kan worden gezien in het volgende diagram:

Verwijzend naar het bovenstaande buck boost-diagram, is de mosfet het deel dat de pulsen ontvangt die hem dwingen om onder twee omstandigheden te werken: AAN-toestand en UIT-toestand.

Tijdens de AAN-toestand krijgt de ingangsstroom een ​​duidelijk pad door de mosfet en probeert hij onmiddellijk zijn weg over de inductor te vinden, aangezien de diode in de omgekeerde voorgespannen toestand is geplaatst.

De inductor tracht vanwege zijn inherente eigenschap het plotseling toebrengen van stroom te beperken en slaat er in een compenserende respons een hoeveelheid stroom in op.

Zodra de mosfet is uitgeschakeld, gaat hij in de UIT-toestand en blokkeert hij elke doorgang van de ingangsstroom.

Opnieuw is de inductor niet in staat om deze plotselinge stroomverandering van een bepaalde grootte naar nul te verwerken, en in een reactie om dit te compenseren, laat hij zijn opgeslagen stroom terugslaan via de diode over de uitgang van het circuit.

Daarbij wordt de stroom ook opgeslagen in de condensator.

Tijdens de volgende AAN-toestand van de mosfet wordt de cyclus herhaald zoals hierboven, maar zonder stroom beschikbaar van de inductor, ontlaadt de condensator de opgeslagen energie naar de uitgang, wat helpt om de uitgang stabiel te houden in de geoptimaliseerde mate.

U vraagt ​​zich misschien af ​​welke factor de BUCK- of de BOOST-resultaten aan de uitgang bepaalt? Het is vrij eenvoudig, het hangt ervan af hoe lang de mosfet in de AAN-stand of in de UIT-stand mag blijven.

Met een toename van de AAN-tijd van mosfets, begint het circuit te worden getransformeerd in een Boost-omzetter, terwijl wanneer de UIT-tijd van de mosfets de AAN-tijd overschrijdt, het circuit zich gedraagt ​​als een Buck-omzetter.

De invoer naar de mosfet kan dus worden gedaan via een geoptimaliseerd PWM-circuit om de vereiste overgangen over hetzelfde circuit te krijgen.

Buck / Boost-topologie in SMPS-circuits technischer onderzoeken:

Zoals besproken in het bovenstaande gedeelte zijn de drie fundamentele topologieën die in de volksmond worden gebruikt met schakelende voedingen de buck, boost en the buck boosts.

Deze zijn in principe niet geïsoleerd, waarbij de ingangsvermogensfase een gemeenschappelijke basis deelt met de uitgangsvermogenssectie. Natuurlijk konden we ook geïsoleerde versies vinden, hoewel vrij zeldzaam.

De hierboven genoemde drie topologieën kunnen op unieke wijze worden onderscheiden, afhankelijk van hun exclusieve eigenschappen. De eigenschappen kunnen worden geïdentificeerd als de stationaire spanningsconversieverhoudingen, de aard van de ingangs- en uitgangsstromen en ook het karakter van de uitgangsspanningsrimpel.

Bovendien kan de frequentierespons van de duty-cycle op de uitvoering van de uitgangsspanning worden beschouwd als een van de belangrijke eigenschappen.

Van de bovengenoemde drie topologieën heeft buck-boost-topologie de meeste voorkeur omdat hierdoor de output spanningen kan werken die lager zijn dan de ingangsspanning (buck-modus) en ook spanningen kan produceren boven de ingangsspanning (boost-modus).

De uitgangsspanning kan echter altijd met de tegenovergestelde polariteit van de ingang worden verkregen, wat geen enkel probleem oplevert.

De toegepaste ingangsstroom naar een buck boost-omzetter is de vorm van een pulserende stroom als gevolg van het schakelen van de bijbehorende stroomschakelaar (Q1).

Hier schakelt de stroom tijdens elke pulscyclus van nul naar l. Hetzelfde geldt ook voor de uitgang en we krijgen een pulserende stroom vanwege de bijbehorende diode die slechts in één richting geleidt, waardoor een AAN en UIT pulserende situatie ontstaat tijdens de schakelcyclus .

De condensator is verantwoordelijk voor het leveren van de compensatiestroom wanneer de diode tijdens de schakelcycli in de UITgeschakelde of tegengestelde toestand is.

Dit artikel legt de steady-state-functionaliteit uit van de buck-boost-omzetter in continue modus en discontinue modus met voorbeeldige golfvormen.

De duty-cycle-to-output-spanningsuitwisselingsfunctionaliteit wordt gepresenteerd na een introductie van het PWM-schakelaarontwerp.

Figuur 1 een simplistisch schema van de buck-boost-eindtrap met een toegevoegd aandrijfcircuitblok. De aan / uit-schakelaar, Q1, is een n-kanaals MOSFET. De uitgangsdiode is CR1.

De inductor, L, en condensator, C, vormen de efficiënte uitgangsfiltering. De condensator ESR, RC, (equivalente serieweerstand) en de inductor DC-weerstand, RL, worden allemaal geanalyseerd in de. De weerstand, R, komt overeen met de belasting die wordt geïdentificeerd door de uitgang van de eindtrap.

Tijdens de normale functionaliteit van de buck-boost-vermogensfase, wordt Q1 constant in- en uitgeschakeld, waarbij de aan- en uittijden worden bepaald door het regelcircuit.

Dit schakelgedrag maakt een reeks pulsen mogelijk op het kruispunt van Q1, CR1 en L.

Hoewel de inductor, L, is gekoppeld aan de uitgangscondensator, C, als alleen CR1 geleidt, wordt een succesvol L / C-uitgangsfilter tot stand gebracht. Het reinigt de opeenvolging van pulsen om te resulteren in een DC-uitgangsspanning.

Buck-Boost Stage Steady-State-analyse

Een vermogenstrap kan functioneren in continue of discontinue inductorstroominstelling. De continue inductorstroommodus wordt geïdentificeerd door de stroom continu in de inductor over de schakelsequentie in een stabiel proces.

De discontinue inductorstroommodus wordt geïdentificeerd doordat de inductorstroom gedurende een deel van de schakelcyclus nul blijft. Het begint bij nul, strekt zich uit tot een maximale waarde en keert in de loop van elk schakelpatroon terug naar nul.

De twee verschillende methoden worden achteraf in veel groter detail vermeld en modelsuggesties voor de inductorwaarde om een ​​geselecteerde modus van functionaliteit te behouden, aangezien het vermogen van nominale belasting wordt gepresenteerd. Het is tamelijk gunstig voor een omzetter om alleen in een enkel formaat te zijn ten opzichte van de voorspelde werkomstandigheden, aangezien de frequentieresponsie van de eindtrap substantieel verandert tussen de twee verschillende bedieningstechnieken.

Bij deze beoordeling wordt een n-kanaals vermogens-MOSFET gebruikt en wordt een positieve spanning, VGS (ON), geleverd van de Gate naar de Source-aansluitingen van Q1 door het stuurcircuit om de FET in te schakelen. Het voordeel van het gebruik van een n-kanaals FET is de lagere RDS (aan), maar het regelcircuit is lastig omdat een onderbroken aandrijving noodzakelijk wordt. Voor identieke pakketafmetingen heeft een p-kanaal-FET een hogere RDS (aan), maar het hoeft niet zo te zijn dat een zwevend aandrijfcircuit nodig is.

De transistor Q1 en diode CR1 zijn geïllustreerd binnen een stippellijn omlijning met terminals gelabeld a, p en c. Het wordt uitvoerig besproken in het gedeelte Buck-Boost Power Stage Modeling.

Buck-boost steady-state continue geleidingsmodusanalyse

Het volgende is een beschrijving van buck boost die werkt in de stationaire werking in continue geleidingsmethode. Het primaire doel van dit segment zou zijn om een ​​afleiding te presenteren van de spanningstransformatierelatie voor de buck-boost-vermogensfase met continue geleidingsmodus.

Dit zal significant zijn omdat het aangeeft hoe de uitgangsspanning wordt bepaald door de duty-cycle en de ingangsspanning, of juist hoe de duty-cycle kan worden bepaald afhankelijk van de ingangsspanning en de uitgangsspanning.

Steady-state betekent dat de ingangsspanning, uitgangsspanning, uitgangsbelastingsstroom en duty-cycle constant zijn in plaats van variëren. Hoofdletters worden meestal aan variabele labels gegeven om een ​​steady-state-grootte te suggereren. In continue geleidingsmodus neemt de buck-boost-omzetter een aantal toestanden per schakelcyclus aan.

De AAN-status is elke keer dat Q1 AAN is en CR1 UIT. De UIT-status is elke keer dat Q1 UIT is en CR1 AAN is. Een eenvoudig lineair circuit zou elk van de twee toestanden kunnen symboliseren waarin de schakelaars in het circuit in de loop van elke toestand worden vervangen door hun aanpassingscircuit. Het schakelschema voor elk van de twee voorwaarden wordt weergegeven in figuur 2.

De periode van de AAN-toestand is D × TS = TON waarin D de werkcyclus is, vastgelegd door het stuurcircuit, weergegeven in de vorm van een verhouding van de inschakelperiode tot de periode van een enkele volledige schakelsequentie, Ts.

De lengte van de UIT-status staat bekend als TOFF. Omdat men slechts een paar voorwaarden per schakelcyclus kan vinden voor continue geleidingsmodus, is TOFF gelijk aan (1 − D) × TS. De grootte (1 − D) wordt soms D ’genoemd. Deze perioden worden samen met de golfvormen in figuur 3 weergegeven.

Kijkend naar figuur 2, biedt Q1 in de loop van de AAN-toestand een verminderde weerstand, RDS (aan), van de afvoer naar de bron en vertoont een kleinere spanningsval van VDS = IL × RDS (aan).

Bovendien is er een kleine spanningsval over de gelijkstroomweerstand van de inductor gelijk aan IL × RL.

Daardoor wordt de ingangsspanning, VI, minus tekorten, (VDS + IL × RL), over de inductor gezet, L. CR1 is binnen deze periode UIT, omdat deze in tegengestelde richting zou zijn voorgespannen.

De inductorstroom, IL, gaat van de ingangsvoeding, VI, via Q1 en naar aarde. In de loop van de AAN-toestand is de spanning die over de inductor wordt gezet constant en hetzelfde als VI - VDS - IL × RL.

Volgens de polariteitsnorm voor de huidige IL die wordt weergegeven in figuur 2, neemt de inductorstroom toe vanwege de uitgevoerde spanning. Bovendien, omdat de aangelegde spanning fundamenteel consistent is, stijgt de inductorstroom lineair. Deze boost in inductorstroom in de loop van TON wordt weergegeven in figuur 3.

Het niveau waarmee de inductorstroom wordt verhoogd, wordt over het algemeen bepaald door een vorm van de bekende formule te gebruiken:

De stijging van de inductorstroom tijdens de AAN-status wordt weergegeven als:

Deze grootte, ΔIL (+), wordt de inductorrimpelstroom genoemd. Merk verder op dat tijdens dit interval elk bit van de uitgangsbelastingsstroom binnenkomt door de uitgangscondensator C.

Met verwijzing naar figuur 2, terwijl Q1 UIT is, biedt het een verhoogde impedantie van zijn afvoer tot bron.

Dientengevolge, omdat de stroom die in de inductor L loopt, niet onmiddellijk kan worden aangepast, schakelt de stroom over van Q1 naar CR1. Als resultaat van de afnemende inductorstroom keert de spanning over de inductor de polariteit om totdat de gelijkrichter CR1 in voorwaartse voorspanning verandert en AAN gaat.

De spanning die over L is aangesloten, verandert in (VO - Vd - IL × RL) waarin de grootte, Vd, de voorwaartse spanningsval van CR1 is. De inductorstroom, IL, gaat op dit punt van de uitgangscondensator en de belastingsweerstand via CR1 en naar de negatieve lijn.

Merk op dat de uitlijning van CR1 en het pad van de stroomcirculatie in de inductor aangeeft dat de stroom die loopt in de outputcondensator en de groepering van belastingsweerstanden leidt tot VO als een negatieve spanning. Tijdens de UIT-toestand is de spanning die over de inductor is aangesloten stabiel en hetzelfde als (VO - Vd - IL × RL).

Met behoud van dezelfde polariteitsconventie is deze aangesloten spanning minus (of omgekeerd in polariteit van de aangesloten spanning in de loop van de AAN-tijd), vanwege het feit dat de uitgangsspanning VO negatief is.

Daarom daalt de inductorstroom gedurende de UIT-tijd. Bovendien, omdat de aangesloten spanning in principe stabiel is, neemt de inductorstroom lineair af. Deze vermindering van de inductorstroom in de loop van TOFF wordt geschetst in figuur 3.

De inductorstroomreductie door de UIT-situatie wordt geleverd door:

Deze grootte, ΔIL (-), kan de inductorrimpelstroom worden genoemd. In stabiele toestandsituaties moeten de stroomstijging, ΔIL (+), in de loop van de AAN-tijd en de stroomafname door de UIT-tijd, ΔIL (-), identiek zijn.

Of anders zou de inductorstroom een ​​algehele boost of reductie van cyclus tot cyclus kunnen bieden die geen stabiele omstandigheid zou zijn.

Dus beide vergelijkingen kunnen worden gelijkgesteld en uitgewerkt voor VO om de continue geleidingsvorm te verkrijgen met buck-boost-spanningsomschakeling:

Bepalen voor VO:

Evenals het substitueren van TS voor TON + TOFF, en het gebruik van D = TON / TS en (1-D) = TOFF / TS, is de evenwichtsvergelijking voor VO:

Merk op dat bij het vereenvoudigen van het bovenstaande, TON + TOFF vergelijkbaar zou moeten zijn met TS. Dit kan alleen echt zijn voor de continue geleidingsmodus, zoals we zullen ontdekken in de evaluatie van de discontinue geleidingsmodus. Op dit punt moet een essentieel onderzoek worden gedaan:

Het op één lijn brengen van de twee waarden van ΔIL is exact gelijk aan het nivelleren van de volt-seconden op de inductor. De volt-seconden die op de inductor worden gebruikt, zijn het product van de toegepaste spanning en de periode dat de spanning wordt aangelegd.

Dit kan de meest effectieve manier zijn om niet-geïdentificeerde magnitudes te schatten, bijvoorbeeld VO of D met betrekking tot gemeenschappelijke circuitparameters, en deze benadering zal in dit artikel vaak worden gebruikt. Volt-seconde-stabilisatie op de inductor is een natuurlijke vereiste en moet op zijn minst aanvullend worden gezien als de wet van Ohm.

In de bovenstaande vergelijkingen voor ΔIL (+) en ΔIL (-), werd de uitgangsspanning impliciet verondersteld consistent te zijn zonder enige AC-rimpelspanning gedurende de AAN-tijd en de UIT-periode.

Dit is een geaccepteerde vereenvoudiging en brengt een aantal individuele uitkomsten met zich mee. Ten eerste wordt aangenomen dat de uitgangscondensator voldoende groot is, zodat zijn spanningsconversie minimaal is.

Ten tweede wordt de spanning van de condensator ESR bovendien als minimaal beschouwd. Dergelijke aannames zijn legitiem omdat de AC-rimpelspanning beslist aanzienlijk lager zal zijn dan het DC-gedeelte van de uitgangsspanning.

De bovenstaande spanningswijziging voor VO toont de waarheid aan dat VO kan worden aangepast door de duty-cycle, D.

Deze verbinding nadert bijna nul als D bijna nul bereikt en stijgt zonder bestemming als D nadert 1. Een typische vereenvoudiging is dat VDS, Vd en RL klein genoeg zijn om te verwaarlozen. Door VDS, Vd en RL op nul te zetten, vereenvoudigt de bovenstaande formule merkbaar tot:

Een minder gecompliceerde, kwalitatieve methode om de werking van de schakeling in beeld te brengen, zou zijn om de inductor te beschouwen als een onderdeel voor energieopslag. Elke keer dat Q1 aan is, wordt energie over de inductor gegoten.

Terwijl Q1 uit is, levert de inductor een deel van zijn energie terug aan de uitgangscondensator en belasting. De uitgangsspanning wordt geregeld door de aan-tijd van Q1 vast te stellen. Door bijvoorbeeld de aan-tijd van Q1 te verhogen, wordt de hoeveelheid stroom die naar de inductor wordt gestuurd, versterkt.

Extra energie wordt vervolgens naar de uitgang gestuurd in de loop van de uit-tijd van Q1 waardoor de uitgangsspanning toeneemt. In tegenstelling tot de buck-vermogensfase is de typische grootte van de inductorstroom niet hetzelfde als de uitgangsstroom.

Om de inductorstroom te associëren met de uitgangsstroom, kijkend naar figuren 2 en 3, observeer dan dat de inductorstroom naar de uitgang alleen in de uit-toestand van de vermogenstrap is.

Deze gemiddelde stroom over een hele schakelsequentie is hetzelfde als de uitgangsstroom, aangezien de geschatte stroom in de uitgangscondensator gelijk zou moeten zijn aan nul.

De verbinding tussen de gemiddelde inductorstroom en de uitgangsstroom voor de buck-boost-vermogensfase in continue modus wordt verzorgd door:

Een ander belangrijk gezichtspunt is het feit dat de typische inductorstroom evenredig is met de uitgangsstroom, en omdat de inductorrimpelstroom, ΔIL, geen verband houdt met de uitgangsbelastingsstroom, volgen de minimale en de hoogste waarden van de inductorstroom precies de gemiddelde inductorstroom.

Als bijvoorbeeld de gemiddelde inductorstroom met 2A afneemt als gevolg van een vermindering van de belastingsstroom, worden in dat geval de laagste en hoogste waarden van de inductorstroom verlaagd met 2A (aangezien de continue geleidingsmodus behouden blijft).

De voorgaande evaluatie was voor de buck-boost power stage-functionaliteit in continue inductorstroommodus. Het volgende segment is een uitleg van de steady-state-functionaliteit in de discontinue geleidingsmodus. Het primaire resultaat is een afleiding van de spanningconversierelatie voor de buck-boost-vermogensfase met discontinue geleiding.

Buck-boost steady-state discontinue geleidingsmodus evaluatie

We onderzoeken op dit punt wat er gebeurt als de belastingsstroom wordt verminderd en de geleidingsmodus verschuift van continu naar discontinu.

Onthoud dat voor de continue geleidingsmodus de gemiddelde inductorstroom de uitgangsstroom volgt, d.w.z. in het geval dat de uitgangsstroom afneemt, in dat geval zal de gemiddelde inductorstroom dat ook doen.

Bovendien volgen de laagste en hoogste pieken van de inductorstroom nauwkeurig de gemiddelde inductorstroom. In het geval dat de uitgangsbelastingsstroom wordt verlaagd tot onder het fundamentele stroomniveau, zou de inductorstroom nul zijn voor een deel van de schakelsequentie.

Dit zou duidelijk zijn uit de golfvormen die worden weergegeven in figuur 3, omdat het piek-tot-piekniveau van de rimpelstroom niet kan veranderen met de uitgangsbelastingsstroom.

Als in een buck-boost-vermogensfase de inductorstroom probeert onder nul te komen, stopt deze eenvoudig bij nul (vanwege de unidirectionele stroombeweging in CR1) en gaat daar door tot het begin van de daaropvolgende schakelactie. Deze werkmodus staat bekend als de discontinue geleidingsmodus.

Een vermogenstrap die van een buck-boostcircuit in het discontinue geleidingsformaat werkt, bezit drie onderscheidende toestanden tijdens elke schakelcyclus in tegenstelling tot 2 toestanden voor het continue geleidingsformaat.

De inductorstroomtoestand waarin de vermogenstrap zich aan de periferie bevindt tussen continue en discontinue instelling, wordt weergegeven in figuur 4.

Hierin zakt de inductorstroom eenvoudig naar nul, terwijl de volgende schakelcyclus begint net nadat de stroom nul bereikt. Merk op dat de waarden van IO en IO (Crit) zijn weergegeven in Figuur 4, aangezien IO en IL tegengestelde polariteiten bevatten.

Een verdere verlaging van de uitgangsbelastingsstroom zet de vermogensfase in een discontinu geleidingspatroon. Deze voorwaarde is weergegeven in figuur 5.

De frequentierespons van de discontinue modus van de eindtrap is behoorlijk verschillend van de frequentierespons van de continue modus die wordt gepresenteerd in het Buck-Boost Power Stage Modeling-segment. Bovendien is de input-naar-output-verbinding behoorlijk divers, zoals weergegeven op deze pagina-afleiding:

Om de afleiding van de buck-boost power stage-spanningsomschakelingsverhouding van de discontinue geleidingsmodus te starten, moet u zich herinneren dat u drie onderscheidende toestanden heeft die de converter in overweging neemt door middel van de discontinue geleidingsmodus.

De AAN-status is wanneer Q1 AAN is en CR1 UIT is. De UIT-status is wanneer Q1 UIT is en CR1 AAN is. De IDLE-voorwaarde is wanneer elke Q1 en CR1 UIT zijn. De eerste twee condities lijken erg op de continue modus situatie en de circuits van Figuur 2 zijn relevant afgezien van die TOFF ≠ (1 − D) × TS. De rest van de schakelsequentie is de IDLE-status.

Bovendien wordt verondersteld dat de DC-weerstand van de outputinductor, de voorwaartse spanningsval van de outputdiode en de stroom-MOSFET ON-state spanningsval miniem genoeg zijn om over het hoofd te zien.

De tijdsperiode van de AAN-toestand is TON = D x TS, waarbij D de duty-cycle is, vastgesteld door het stuurcircuit, aangegeven als een verhouding van de inschakeltijd tot de tijd van een volledige schakelsequentie, Ts. De lengte van de UIT-toestand is TOFF = D2 × TS. De IDLE-periode is de rest van het schakelpatroon dat wordt weergegeven als TS - TON - TOFF = D3 × TS. Deze perioden worden weergegeven met de golfvormen in figuur 6.

Zonder de uitgebreide beschrijving te controleren, worden de vergelijkingen voor de stijging en daling van de inductorstroom hieronder opgesomd. De stijging van de inductorstroom in de loop van de AAN-toestand wordt afgegeven door:

De rimpelstroomhoeveelheid, ΔIL (+), is eveneens de piekspoelstroom, Ipk, aangezien in de discontinue modus de stroom elke cyclus bij 0 begint. De reductie van de spoelstroom in de loop van de UIT-toestand wordt weergegeven door:

Net als bij continue geleiding zijn de stroomstijging, ΔIL (+), in de loop van de AAN-tijd en de stroomafname in de UIT-tijd, ΔIL (-), identiek. Dus beide vergelijkingen kunnen worden gelijkgesteld en geadresseerd voor VO om de beginletter te verkrijgen van twee vergelijkingen die moeten worden gebruikt om de spanningsconversieverhouding op te lossen:

Vervolgens bepalen we de uitgangsstroom (de uitgangsspanning VO gedeeld door de uitgangsbelasting R). Het is het gemiddelde over één schakelsequentie van de inductorstroom op het moment dat CR1 geleidend wordt (D2 × TS).

Vervang hier de verbinding voor IPK (ΔIL (+)) in de bovenstaande vergelijking om het volgende te verkrijgen:

Daarom hebben we twee vergelijkingen, die voor de uitgangsstroom (VO gedeeld door R) die zojuist is afgeleid en die voor de uitgangsspanning, beide met betrekking tot VI, D en D2. We ontrafelen nu elke formule voor D2 en stellen de twee vergelijkingen op één lijn met elkaar.

Met behulp van de resulterende vergelijking zou een illustratie voor de uitgangsspanning, VO, kunnen worden verkregen. De buck-boost spanningstransformatie-aansluiting met discontinue geleidingsmodus is geschreven door:

De bovenstaande verbinding vertoont een van de belangrijkste verschillen tussen de twee geleidingsmodi. Voor de discontinue geleidingsmodus is de spanningsveranderingsrelatie een functie van de ingangsspanning, de werkcyclus, de inductantie van de eindtrap, de schakelfrequentie en de weerstand van de uitgangsbelasting.

Voor continue geleidingsmodus wordt de spanningsomschakeling alleen beïnvloed door de ingangsspanning en inschakelduur. In traditionele toepassingen wordt de buck-boost-vermogensfase uitgevoerd in een keuze tussen continue geleidingsmodus of discontinue geleidingsmodus. Voor een specifiek gebruik wordt één geleidingsmodus gekozen terwijl de eindtrap is gemaakt om dezelfde modus te behouden.