Hoe Boost Converters werken

Probeer Ons Instrument Voor Het Oplossen Van Problemen





Een boost-omzetter (ook wel step-up-omzetter genoemd) is een DC naar DC-omzettercircuit dat is ontworpen om een ​​DC-ingangsspanning om te zetten in een DC-uitgangsspanning met een niveau dat veel hoger kan zijn dan het ingangsspanningsniveau.

Het proces behoudt echter altijd de relatie P = I x V, wat betekent dat naarmate de uitgang van de omzetter de ingangsspanning verhoogt, de uitgang proportioneel een stroomvermindering ondergaat, waardoor het uitgangsvermogen bijna altijd gelijk is aan de ingang vermogen of minder dan het ingangsvermogen.

Hoe een Boost Converter werkt

Een boost-omzetter is een soort SMPS- of schakelende voeding die fundamenteel werkt met twee actieve halfgeleiders (transistor en diode) en met minimaal één passieve component in de vorm van een condensator of een inductor of beide voor meer efficiëntie.

De inductor wordt hier in principe gebruikt voor het verhogen van de spanning en de condensator wordt geïntroduceerd voor het filteren van de schakelfluctuaties en voor het verminderen van stroomrimpelingen aan de uitgang van de omzetter.

De ingangsstroomvoorziening die mogelijk moet worden versterkt of opgevoerd, kan worden verkregen van elke geschikte gelijkstroombron zoals batterijen, zonnepanelen, op motoren gebaseerde generatoren enz.
Operatie principe

De inductor in een boost-omzetter speelt het belang van het verhogen van de ingangsspanning.

Het cruciale aspect dat verantwoordelijk wordt voor het activeren van de boostspanning van een inductor is te wijten aan zijn inherente eigenschap om een ​​plotseling geïnduceerde stroom eroverheen te weerstaan ​​of tegen te gaan, en vanwege zijn reactie hierop met het creëren van een magnetisch veld en vervolgens het vernietigen van de magnetische veld. Het vernietigen leidt tot het vrijkomen van de opgeslagen energie.

Dit bovenstaande proces resulteert in het opslaan van de stroom in de inductor en het terugslaan van deze opgeslagen stroom over de uitgang in de vorm van tegen-EMF.

Een stuurcircuit voor een relaistransistor kan worden beschouwd als een goed voorbeeld van een boost-omzettercircuit. De flyback-diode die over het relais is aangesloten, wordt geïntroduceerd om de omgekeerde EMF's van de relaisspoel kort te sluiten en om de transistor te beschermen wanneer deze wordt uitgeschakeld.

Als deze diode wordt verwijderd en een diode-condensator-gelijkrichter is aangesloten over de collector / emitter van de transistor, kan de versterkte spanning van de relaisspoel over deze condensator worden verzameld.

Boost converter blokschema

Het proces in een boost-omzetterontwerp resulteert in een uitgangsspanning die altijd hoger is dan de ingangsspanning.

Boost Converter-configuratie

Verwijzend naar de volgende afbeelding, kunnen we een standaardconfiguratie van de boostconverter zien, het werkpatroon kan worden begrepen zoals weergegeven onder:

Wanneer het getoonde apparaat (dat elke standaardvoeding BJT of een mosfet zou kunnen zijn) wordt ingeschakeld, komt de stroom van de ingangsvoeding de inductor binnen en stroomt met de klok mee door de transistor om de cyclus aan het negatieve uiteinde van de ingangsvoeding te voltooien.

Boost converter schakelapparaat werkt

Tijdens het bovenstaande proces ervaart de inductor een plotselinge introductie van stroom over zichzelf en probeert hij de instroom te weerstaan, wat resulteert in het opslaan van een deel van de stroom erin door het genereren van een magnetisch veld.

Bij de volgende opeenvolgende reeks, wanneer de transistor wordt uitgeschakeld, wordt de geleiding van de stroom verbroken, waardoor opnieuw een plotselinge verandering van het stroomniveau over de inductor wordt gedwongen. De inductor reageert hierop door terug te trappen of de opgeslagen stroom vrij te geven. Omdat de transistor in de UIT-stand staat, vindt deze energie zijn weg door de diode D en over de weergegeven uitgangsklemmen in de vorm van een tegen-EMF-spanning.

Functie van diode in een boost-omzetter

De inductor doet dit door het magnetische veld te vernietigen dat er eerder in was gecreëerd terwijl de transistor in de AAN-modus stond.

Het bovenstaande proces van het vrijgeven van energie wordt echter geïmplementeerd met een tegengestelde polariteit, zodat de ingangsvoedingsspanning nu in serie komt te staan ​​met de inductor-back-emf-spanning. En zoals we allemaal weten, geldt dat wanneer voedingsbronnen in serie worden geschakeld, hun netspanning optelt om een ​​groter gecombineerd resultaat te produceren.

Hetzelfde gebeurt in een boost-omzetter tijdens de inductorontladingsmodus, waarbij een uitvoer wordt geproduceerd die het gecombineerde resultaat kan zijn van de EMF-spanning van de inductor en de bestaande voedingsspanning, zoals weergegeven in het bovenstaande diagram

Deze gecombineerde spanning resulteert in een versterkte output of een verhoogde output die zijn weg vindt door de diode D en de overcondensator C om uiteindelijk de aangesloten belasting te bereiken.

De condensator C speelt hier een vrij belangrijke rol, tijdens de inductorontladingsmodus slaat de condensator C de vrijgekomen gecombineerde energie erin op, en tijdens de volgende fase wanneer de transistor weer UITschakelt en de inductor zich in de opslagmodus bevindt, probeert de condensator C om het evenwicht te handhaven door zijn eigen opgeslagen energie aan de belasting te leveren. Zie onderstaande figuur.

Functie van PWM en belasting in boost-omzetter

Dit zorgt voor een relatief constante spanning voor de aangesloten belasting die zowel tijdens de AAN- als UIT-perioden van de transistor stroom kan krijgen.

Als C niet is opgenomen, wordt deze functie geannuleerd, wat resulteert in een lager vermogen voor de belasting en een lager rendement.

Het hierboven beschreven proces gaat door terwijl de transistor op een bepaalde frequentie AAN / UIT wordt geschakeld, waardoor het boost-conversie-effect behouden blijft.

Werkingsmodi

Een boost-omzetter kan voornamelijk in twee modi worden gebruikt: de continue modus en de discontinue modus.

In continue modus mag de inductorstroom nooit nul bereiken tijdens het ontlaadproces (terwijl de transistor is uitgeschakeld).

Dit gebeurt wanneer de AAN / UIT-tijd van de transistor zo is gedimensioneerd dat de inductor altijd snel weer wordt verbonden met de ingangsvoeding via de ingeschakelde transistor, voordat deze volledig kan worden ontladen over de belasting en de condensator C.

Hierdoor kan de inductor de boostspanning consistent en efficiënt produceren.

In de discontinue modus kan de AAN-timing van de transistorschakelaar zo ver uit elkaar liggen dat de inductor volledig kan worden ontladen en inactief kan blijven tussen de AAN-perioden van de transistor, waardoor enorme rimpelspanningen ontstaan ​​over de belasting en de condensator C.

Dit kan de output minder efficiënt maken en met meer fluctuaties.

De beste benadering is om de AAN / UIT-tijd van de transistor te berekenen die een maximale stabiele spanning over de uitgang oplevert, wat betekent dat we ervoor moeten zorgen dat de inductor optimaal wordt geschakeld, zodat deze niet te snel wordt ingeschakeld, waardoor deze mogelijk niet kan ontladen optimaal, en schakel het niet erg laat in, wat het een inefficiënt punt zou kunnen leegmaken.

Berekening, inductie, stroom, spanning en inschakelduur in een boost-omzetter

Hier bespreken we alleen de continue modus, wat de beste manier is om een ​​boost-omzetter te bedienen, laten we de berekeningen bekijken die betrokken zijn bij een boost-omzetter in een continue modus:

Terwijl de transistor zich in de AAN-fase bevindt, is de ingangsbronspanning ( ) wordt toegepast over de inductor, waardoor een stroom wordt opgewekt ( ) opgebouwd door de inductor gedurende een tijdsperiode, aangegeven met (t). Dit kan worden uitgedrukt met de volgende formule:

ΔIL / Δt = Vt / L

Tegen de tijd dat de AAN-toestand van de transistor bijna voorbij is en de transistor op het punt staat UIT te schakelen, kan de stroom die zich in de inductor zou opbouwen, worden gegeven door de volgende formule:

ΔIL (aan) = 1 / L 0ʃDT
of
Breedte = DT (Vi) / L

Waar D de duty-cycle is. Voor het begrijpen van de definitie kunt u verwijzen naar onze vorige b uck converter gerelateerde post

L geeft de inductantiewaarde van de inductor in Henry aan.

Nu, terwijl de transistor in de UIT-toestand is, en als we aannemen dat de diode een minimale spanningsval erover biedt en de condensator C groot genoeg is om een ​​bijna constante uitgangsspanning te kunnen produceren, dan is de uitgangsstroom ( ) kan worden afgeleid met behulp van de volgende uitdrukking

Vi - Vo = LdI / dt

Ook de huidige variaties ( ) die zich tijdens de ontladingsperiode van de inductor kan voordoen (transistor uit) kan worden gegeven als:

ΔIL (uit) = 1 / L x DTʃT (Vi - Vo) dt / L = (Vi - Vo) (1 - D) T / L

Ervan uitgaande dat de omzetter zou kunnen presteren onder relatief stabiele omstandigheden, kan worden aangenomen dat de grootte van de stroom of de energie die is opgeslagen in de inductor gedurende de commutatie (schakel) cyclus stabiel of met een identieke snelheid is, dit kan worden uitgedrukt als:

E = ½ L x 2IL

Het bovenstaande impliceert ook dat, aangezien de stroom gedurende de commutatieperiode, of aan het begin van de AAN-toestand en aan het einde van de UIT-toestand identiek zou moeten zijn, hun resulterende waarde van de verandering in het huidige niveau nul zou moeten zijn, zoals hieronder uitgedrukt:

ΔIL (aan) + ΔIL (uit) = 0

Als we de waarden van ΔIL (aan) en ΔIL (uit) in de bovenstaande formule van de vorige afleidingen vervangen, krijgen we:

IL (aan) - ΔIL (uit) = Vidt / L + (Vi - Vo) (1 - D) T / L = 0

Verdere vereenvoudiging levert het volgende resultaat op: Vo / Vi = 1 / (1 - D)

of

Vo = Vi / (1 - D)

De bovenstaande uitdrukking geeft duidelijk aan dat de uitgangsspanning in een boost-omzetter altijd hoger zal zijn dan de ingangsvoedingsspanning (over het hele bereik van de duty-cycle, 0 tot 1)

Door de termen langs de zijkanten in de bovenstaande vergelijking te schudden, krijgen we de vergelijking voor het bepalen van de werkcyclus in een werkcyclus van een boost-omzetter.

D = 1 - Vo / Vi

De bovenstaande evaluaties geven ons de verschillende formules voor het bepalen van de verschillende parameters die betrokken zijn bij boost-converterbewerkingen, die effectief kunnen worden gebruikt voor het berekenen en optimaliseren van een nauwkeurig boost-converterontwerp.

Bereken Boost Converter Power Stage


De volgende 4 richtlijnen zijn nodig om de Power Stage van de Boost Converter te berekenen:

1. Bereik ingangsspanning: Vin (min) en Vin (max)

2. Minimale uitgangsspanning: Vout

3. Hoogste uitgangsstroom: Iout (max)

4. IC Circuit gebruikt om de boost-omzetter te bouwen.
Dit is vaak verplicht, simpelweg omdat er bepaalde contouren voor de berekeningen moeten worden genomen die misschien niet op het gegevensblad worden vermeld.

In het geval dat deze beperkingen bekend zijn, is de benadering van de eindtrap normaal
vindt plaats.

Evaluatie van de hoogste schakelstroom


De eerste stap om de schakelstroom te bepalen, is het berekenen van de duty-cycle, D, voor de minimale ingangsspanning. Vooral omdat dit resulteert in de hoogste schakelstroom wordt een absoluut minimum ingangsspanning toegepast.

D = 1 - {Vin (min) x n} / Vout ---------- (1)

Vin (min) = minimale ingangsspanning

Vout = vereiste uitgangsspanning

n = efficiëntie van de omzetter, b.v. verwachte waarde kan 80% zijn

De efficiëntie wordt in de duty-cycle-berekening verwerkt, simpelweg omdat de converter ook de vermogensdissipatie moet weergeven. Deze schatting biedt een meer verstandige duty-cycle in vergelijking met de formule zonder de efficiëntiefactor.

We moeten mogelijk een geschatte tolerantie van 80% toestaan ​​(dat zou niet onpraktisch kunnen zijn voor een boost
in het slechtste geval van de converter), moet worden overwogen of eventueel verwijzen naar het gedeelte Conventionele kenmerken van het gegevensblad van de gekozen converter

Berekening van de rimpelstroom


De volgende actie voor het berekenen van de hoogste schakelstroom zou zijn om de rimpelstroom van de inductor te achterhalen.

In de datasheet van de omvormer wordt meestal verwezen naar een specifieke inductor of een verscheidenheid aan inductoren om mee te werken met de IC. Daarom moeten we ofwel de voorgestelde inductorwaarde gebruiken om de rimpelstroom te berekenen, als er niets wordt gepresenteerd in het gegevensblad, degene die wordt geschat in de lijst met inductoren.

S verkiezing van deze toepassingsnota om Boost Converter Power Stage te berekenen.

Delta I (l) = {Vin (min) x D} / f (s) x L ---------- (2)

Vin (min) = kleinste ingangsspanning

D = duty cycle gemeten in vergelijking 1

f (s) = kleinste schakelfrequentie van de omvormer

L = gewenste inductorwaarde

Vervolgens moet worden vastgesteld of het voorkeurs-IC de optimale output kan leveren
actueel.

Iout (max) = [I lim (min) - Delta I (l) / 2] x (1 - D) ---------- (3)

I lim (min) = minimale waarde van de
huidige beperking van de betrokken switch (gemarkeerd in de data
vel)

Delta I (l) = rimpelstroom van de inductor gemeten in eerdere vergelijking

D = duty cycle berekend in de eerste vergelijking

In het geval dat de geschatte waarde voor de optimale uitgangsstroom van de gekozen IC, Iout (max), lager is dan de door het systeem verwachte grootste uitgangsstroom, dan moet echt een alternatieve IC met een iets hogere schakelstroomregeling worden gebruikt.

Op voorwaarde dat de gemeten waarde voor Iout (max) waarschijnlijk een tint kleiner is dan de verwachte, kunt u de gerekruteerde IC met een inductor met grotere inductantie toepassen wanneer deze zich nog in de voorgeschreven reeks bevindt. Een grotere inductie vermindert de rimpelstroom en verbetert daarom de maximale uitgangsstroom met het specifieke IC.

Als de vastgestelde waarde boven de beste uitgangsstroom van het programma ligt, wordt de grootste schakelstroom in de apparatuur berekend:

Isw (max) = Delta I (L) / 2 + Iuit (max) / (1 - D) --------- (4)

Delta I (L) = rimpelstroom van de inductor gemeten in de tweede vergelijking

Iout (max), = optimale uitgangsstroom essentieel in de voorziening

D = duty cycle zoals eerder gemeten

Het is eigenlijk de optimale stroom, de inductor, de bijgeleverde schakelaar (s) en de externe diode is nodig om tegen op te staan.

Inductor Selectie


Soms geven datasheets tal van geadviseerde inductorwaarden. Als dit het geval is, wilt u de voorkeur geven aan een inductor met dit bereik. Hoe groter de inductorwaarde, des te groter is de maximale uitgangsstroom, voornamelijk vanwege de verminderde rimpelstroom.

Hoe lager de waarde van de inductor, hoe kleiner de grootte van de oplossing. Houd er rekening mee dat de inductor echt altijd een betere stroomsterkte moet hebben in tegenstelling tot de maximale stroom die is gespecificeerd in vergelijking 4 vanwege het feit dat de stroom versnelt met een lagere inductantie.

Voor elementen waarvoor geen inductorbereik is uitgedeeld, is de volgende afbeelding een betrouwbare berekening voor de geschikte inductor

L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (L) x f (s) x Vout --------- (5)

Vin = standaard ingangsspanning

Vout = gewenste uitgangsspanning

f (s) = minimale schakelfrequentie van de omvormer

Delta I (L) = geprojecteerde rimpelstroom van de inductor, zie hieronder:

De rimpelstroom van de inductor kan eenvoudigweg niet worden gemeten met de eerste vergelijking, alleen omdat de inductor niet wordt herkend. Een goede benadering voor de rimpelstroom van de inductor is 20% tot 40% van de uitgangsstroom.

Delta I (L) = (0.2 tot 0.4) x Iout (max) x Vout / Vin ---------- (6)

Delta I (L) = geprojecteerde rimpelstroom van de inductor

Iout (max) = optimale output
stroom vereist voor de toepassing

Bepaling van de gelijkrichterdiode


Om verliezen te verminderen, moeten Schottky-diodes echt als een goede keuze worden beschouwd.
De voorwaartse stroomsterkte die nodig wordt geacht, is vergelijkbaar met de maximale uitgangsstroom:

I (f) = Iuit (max) ---------- (7)

I (f) = typisch
voorwaartse stroom van de gelijkrichterdiode

Iout (max) = optimale uitgangsstroom belangrijk in het programma

Schottky-diodes hebben aanzienlijk meer piekstroom in vergelijking met normale classificatie. Dat is de reden waarom de verhoogde piekstroom in het programma geen groot probleem is.

De tweede parameter die moet worden bewaakt, is de vermogensdissipatie van de diode. Het bestaat uit:

P (d) = ik (f) x V (f) ---------- (8)

I (f) = gemiddelde voorwaartse stroom van de gelijkrichterdiode

V (f) = voorwaartse spanning van de gelijkrichterdiode

Uitgangsspanning instellen

De meeste omvormers wijzen de uitgangsspanning toe met een resistief verdeelnetwerk (dat kan worden ingebouwd
mochten het stationaire uitgangsspanningsomvormers zijn).

Met de toegewezen terugkoppelspanning, V (fb), en terugkoppelingsinstelstroom, I (fb), is de spanningsdeler meestal
berekend.



De stroom met behulp van de resistieve deler kan misschien ongeveer honderd keer zo groot zijn als de terugkoppelstroom:

Ik (r1 / 2)> of = 100 x ik (fb) ---------- (9)

I (r1 / 2) = stroom in de loop van de resistieve deler naar GND

I (fb) = feedback bias-stroom uit gegevensblad

Dit vergroot de onnauwkeurigheid van minder dan 1% bij de spanningsevaluatie. De stroom is bovendien aanzienlijk groter.

Het grootste probleem met kleinere weerstandswaarden is een verhoogd vermogensverlies in de resistieve deler, behalve dat de relevantie enigszins verhoogd kan zijn.

Met de bovenstaande overtuiging worden de weerstanden uitgewerkt zoals hieronder vermeld:

R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (10)

R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (11)

R1, R2 = resistieve verdeler.

V (fb) = terugkoppelspanning uit het gegevensblad

I (r1 / 2) = stroom vanwege de resistieve deler naar GND, vastgesteld in vergelijking 9

Vout = geplande uitgangsspanning

Selectie ingangscondensator


De laagste waarde voor de ingangscondensator wordt doorgaans op het gegevensblad vermeld. Deze minimale waarde is essentieel voor een stabiele ingangsspanning als gevolg van de vereiste piekstroom van een schakelende voeding.

De meest geschikte methode is om gebruik te maken van keramische condensatoren met gereduceerde equivalente serieweerstand (ESR).

Het diëlektrische element moet X5R of hoger zijn. Anders zou de condensator het grootste deel van zijn capaciteit kunnen laten vallen als gevolg van DC-bias of temperatuur (zie referenties 7 en 8).

De waarde kan zelfs worden verhoogd als de ingangsspanning misschien ruis bevat.

Selectie uitgangscondensator

De beste methode is om kleine ESR-condensatoren te lokaliseren om de rimpel op de uitgangsspanning te verminderen. Keramische condensatoren zijn de juiste typen wanneer het diëlektrische element van het type X5R of efficiënter is

In het geval dat de omzetter een externe compensatie draagt, kan elke soort condensatorwaarde boven de aanbevolen kleinste in het gegevensblad worden toegepast, maar op de een of andere manier moet de compensatie worden gewijzigd voor de geselecteerde uitgangscapaciteit.

Met intern gecompenseerde converters moeten de aanbevolen inductor- en condensatorwaarden worden aangepast, of de informatie in het gegevensblad voor het aanpassen van de outputcondensatoren kan worden overgenomen met de verhouding L x C.

Met secundaire compensatie kunnen de volgende vergelijkingen helpen om de uitgangscondensatorwaarden te regelen voor een geplande uitgangsspanningsrimpel:

Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta Vout ---------- (12)

Cout (min) = kleinste uitgangscapaciteit

Iout (max) = optimale uitgangsstroom van het gebruik

D = inschakelduur uitgewerkt met vergelijking 1

f (s) = kleinste schakelfrequentie van de omvormer

Delta Vout = ideale rimpel van de uitgangsspanning

De ESR van de uitgangscondensator verhoogt een streepje meer rimpel, vooraf toegewezen met de vergelijking:

Delta Vout (ESR) = ESR x [Iout (max) / 1 -D + Delta I (l) / 2] ---------- (13)

Delta Vout (ESR) = alternatieve uitgangsspanningsrimpel als gevolg van condensatoren ESR

ESR = equivalente serieweerstand van de gebruikte uitgangscondensator

Iout (max) = hoogste uitgangsstroom van het gebruik

D = duty-cycle berekend in de eerste vergelijking

Delta I (l) = spoelstroom van de inductor uit vergelijking 2 of vergelijking 6

Vergelijkingen om de vermogensfase van een boost-omzetter te evalueren


Maximale inschakelduur:
D = 1 - Wijn (min) x n / Vout ---------- (14)

Vin (min) = kleinste ingangsspanning

Vout = verwachte uitgangsspanning

n = efficiëntie van de omzetter, b.v. geschat 85%

Inductor rimpelstroom:


Delta I (l) = Vin (min) x D / f (s) x L ---------- (15)

Vin (min) = kleinste ingangsspanning

D = duty cycle vastgesteld in vergelijking 14

f (s) = nominale schakelfrequentie van de omvormer

L = gespecificeerde inductorwaarde

Maximale uitgangsstroom van de genomineerde IC:

Iout (max) = [Ilim (min) - Delta I (l)] x (1 - D) ---------- (16)

Ilim (min) = kleinste waarde van de huidige limiet van de integrale heks (aangeboden in het gegevensblad)

Delta I (l) = spoelstroom van de inductor vastgesteld in vergelijking 15

D = duty cycle geschat in vergelijking 14

Toepassingsspecifieke max. Schakelstroom:

Isw (max) = Delta I (l) / 2 + Iuit (max) / (1 - D) ---------- (17)

Delta I (l) = rimpelstroom van de inductor geschat in vergelijking 15

Iout (max), = hoogst mogelijke uitgangsstroom vereist in het hulpprogramma

D = duty cycle berekend in vergelijking 14

Inductor benadering:

L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (l) x f (s) x Vout ---------- (18)

Vin = gemeenschappelijke ingangsspanning

Vout = geplande uitgangsspanning

f (s) = kleinste schakelfrequentie van de omvormer

Delta I (l) = geprojecteerde rimpelstroom van de inductor, zie vergelijking 19

Inductor rimpelstroom waardering:

Delta I (l) = (0.2 tot 0.4) x Iout (max) x Vout / Vin ---------- (19)

Delta I (l) = geprojecteerde rimpelstroom van de inductor

Iout (max) = hoogste uitgangsstroom belangrijk in het gebruik

Typische voorwaartse stroom van gelijkrichterdiode:

I (f) = Iuit (max) ---------- (20)

Iout (max) = optimale uitgangsstroom geschikt in het hulpprogramma

Vermogensdissipatie in gelijkrichterdiode:

P (d) = ik (f)
x V (f) ---------- (21)


I (f) = typische voorwaartse stroom van de gelijkrichterdiode

V (f) = voorwaartse spanning van de gelijkrichterdiode

Stroom door gebruik van een resistief scheidingsnetwerk voor het positioneren van de uitgangsspanning:

Ik (r1 / 2)> of = 100 x ik (fb) ---------- (22)

I (fb) = feedback bias-stroom uit gegevensblad

Waarde van weerstand tussen FB-pin en GND:

R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (23)

Waarde van weerstand tussen FB-pin en Vout:

R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (24)

V (fb) = terugkoppelspanning uit het gegevensblad

I (r1 / 2) = stroom
vanwege de resistieve verdeler naar GND, bedacht in vergelijking 22

Vout = gezochte uitgangsspanning

Kleinste uitgangscapaciteit, anders vooraf toegewezen in het gegevensblad:

Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta I (l) ---------- (25)

Iout (max) = hoogst mogelijke uitgangsstroom van het programma

D = duty cycle berekend in vergelijking 14

f (s) = kleinste schakelfrequentie van de omvormer

Delta Vout = verwachte rimpel van de uitgangsspanning

Overtollige uitgangsspanning rimpel als gevolg van ESR:

Delta Vout (esr) = ESR x [Iout (max) / (1 - D) + Delta I (l) / 2 ---------- (26)

ESR = parallelle serieweerstand van de gebruikte uitgangscondensator

Iout (max) = optimale uitgangsstroom van het gebruik

D = duty cycle bepaald in vergelijking 14

Delta I (l) = spoelstroom van de inductor uit vergelijking 15 of vergelijking 19


Vorige: Maak dit elektrische scooter / riksja-circuit Vervolg: Inductoren berekenen in Buck Boost-converters