Hoogvermogen DC naar DC convertercircuit - 12 V tot 30 V variabel

De post legt uit hoe je een DC naar DC boost convertercircuit met hoog vermogen kunt maken dat een 12 V DC naar een hoger niveau tilt tot maximaal 30 V, en met een stroomsterkte van 3 ampère. Deze hoge stroomuitvoer kan verder worden verbeterd door de specificaties van de inductiedraaddikte op passende wijze te upgraden.

Een ander geweldig kenmerk van deze converter is dat de output lineair kan worden gevarieerd via een potentiometer, van het minimaal mogelijke bereik tot het maximale bereik.

Introductie

DC-DC converters bedoeld voor het opvoeren van de accuspanning van de auto worden vaak geconfigureerd rond een geschakelde voedingstype (SMPSU) of een vermogensmultivibrator, die een transformator aandrijft.

De stroomomvormer die in dit artikel wordt uitgelegd, maakt gebruik van het apparaat Geïntegreerde schakeling TL 497A van Texas Instruments ​Deze specifieke IC maakt een uitstekende spanningsregeling mogelijk met minimale outputruis die redelijk gemakkelijk kan worden bereikt, en zorgt eveneens voor hoge conversieprestaties.

Hoe het circuit werkt

De converter die hier wordt beschreven, gebruikt een flyback-topologie ​De flyback-theorie lijkt de meest geschikte en functionele techniek om een ​​directe uitgangsspanning te krijgen die afkomstig is van een lagere directe ingangsspanning.

De belangrijkste schakelcomponent in de omzetter is eigenlijk een SIPMOS-vermogenstransistor T1 (zie figuur 1). Tijdens de geleidingsperiode neemt de stroom die door L1 gaat exponentieel toe met de tijd.

Tijdens de AAN-tijd van de schakelcyclus slaat de inductor de geïnduceerde magnetische energie op.

Zodra de transistor wordt uitgeschakeld, keert de inductor de opgeslagen magnetische energie terug en zet deze via D1 om in een elektrische stroom over de aangesloten belasting.

Tijdens deze procedure is het cruciaal om ervoor te zorgen dat de transistor uitgeschakeld blijft gedurende de periode dat het magnetische veld op de inductor vervalt tot nul.

Als deze voorwaarde niet wordt geïmplementeerd, stijgt de stroom via de inductor tot het verzadigingsniveau. Een lawine-effect zorgt er vervolgens voor dat de stroming vrij snel maximaliseert.

De relatieve activeringstijd van de transistorbesturing, of de inschakelduur, mag niet op het eenheidsniveau komen. De maximaal toegestane inschakelduur is afhankelijk van verschillende andere aspecten rond de uitgangsspanning.

Dit komt omdat het de vervalsnelheid van de magnetische veldsterkte bepaalt. Het hoogste uitgangsvermogen dat met de omvormer kan worden bereikt, wordt bepaald door de hoogst toelaatbare piekstroom die door de inductor wordt verwerkt en de schakelfrequentie van het stuursignaal.

De beperkende elementen zijn hier voornamelijk het verzadigingsmoment en de maximaal toelaatbare waarden van de inductor voor de koperverliezen, evenals de piekstroom via de schakeltransistor (vergeet niet dat een piek van een specifiek elektrisch energieniveau naar de uitgang komt tijdens elke schakeling puls).

IC TL497A gebruiken voor de PWM

De werking van dit IC is nogal niet-traditioneel, wat kan worden begrepen uit een korte uitleg hieronder. In tegenstelling tot de conventionele implementatie met vaste frequentie, SMPSU-controller-IC's met variabele werkfactor, is de TL497A gecertificeerd als een apparaat met vaste tijd en instelbare frequentie.

Daarom wordt de inschakelduur geregeld door de frequentie aan te passen om een ​​constante uitgangsspanning te garanderen.

Deze benadering brengt een vrij eenvoudig circuit in de praktijk, maar biedt niettemin de keerzijde van de schakelfrequentie die een lager bereik bereikt dat hoorbaar kan zijn voor het menselijk oor voor belastingen die werken met lagere stroom.

In werkelijkheid komt de schakelfrequentie onder de 1 Hz zodra de belasting van de omvormer wordt verwijderd. De langzame klikken die hoorbaar zijn vanwege de laadpulsen die zijn aangesloten op de uitgangscondensatoren om een ​​vaste uitgangsspanning vast te houden.

Als er geen belasting is aangesloten, hebben de uitgangscondensatoren de neiging om natuurlijk geleidelijk te worden ontladen via de spanningsdetectieweerstand.

De interne oscillator-aan-tijd van IC TL497A is constant, en wordt bepaald door C1. De oscillator kan op drie manieren worden gedeactiveerd:

• Ten eerste, wanneer de spanning op pin 1 hoger wordt dan de referentiespanning (1,2 V)
• Ten tweede, wanneer de inductorstroom een ​​bepaalde hoogste waarde overschrijdt
• En ten derde, door middel van de inhibit-ingang (hoewel niet gebruikt in dit circuit).

In het standaard werkproces maakt de interne oscillator het mogelijk om T1 zodanig te schakelen dat de inductorstroom lineair toeneemt.

Wanneer T1 is uitgeschakeld, wordt de magnetische energie die in de inductor is verzameld, teruggeslagen over de condensator die wordt opgeladen door deze back-emf-energie.

De uitgangsspanning, samen met pin 1-spanning van de IC TL497A, gaat iets omhoog, waardoor de oscillator wordt gedeactiveerd. Dit gaat door totdat de uitgangsspanning is gedaald tot een aanzienlijk lager niveau. Deze techniek wordt cyclisch uitgevoerd, voor zover het de theoretische aanname betreft.

In een opstelling die feitelijke componenten gebruikt, is de toename van de spanning die wordt geïnduceerd met het opladen van de condensatoren in een enkel oscillatorinterval eigenlijk zo klein dat de oscillator geactiveerd blijft totdat de inductorstroom de hoogste waarde bereikt, zoals bepaald door de componenten R2 en R3 (de spanningsval rond R1 en R3 is op dit punt meestal 0,7 V).

De stapsgewijze toename van de stroom, zoals aangegeven in figuur 2b, is vanwege de werkfactor van het oscillatorsignaal, die toevallig hoger is dan 0,5.

Zodra de bereikte optimale stroom is bereikt, wordt de oscillator gedeactiveerd, waardoor de inductor zijn energie over de condensatoren kan overbrengen.

In deze specifieke situatie stijgt de uitgangsspanning tot een grootte die net hoog is om ervoor te zorgen dat de oscillator wordt uitgeschakeld door middel van IC-pin 1. De uitgangsspanning daalt nu snel, zodat een nieuwe laadcyclus kan starten en herhalen De procedure.

Helaas zullen de hierboven besproken overstapprocedures worden gecombineerd met relatief grote verliezen.

In een real-life implementatie kan dit probleem worden verholpen door de op tijd (via C1) hoog genoeg in te stellen om ervoor te zorgen dat de stroom door de inductor nooit naar het hoogste niveau reikt in een enkel oscillatorinterval (zie figuur 3).

De remedie in dergelijke gevallen kan de inbouw zijn van een inductor met luchtkern, die een redelijk minimale zelfinductie heeft.

Golfvormkarakteristieken

De timingdiagrammen in Fig. 3 demonstreren signaalgolfvormen op de sleutelfactoren van het circuit. De hoofdoscillator in de TL497A werkt met een lagere frequentie (lager dan I Hz als er geen belasting is op de uitgang van de omvormer).

De momentane tijd tijdens het inschakelen, aangegeven als de rechthoekige puls in figuur 3a, is afhankelijk van de waarde van condensator C1. De uitschakeltijd wordt bepaald door de belastingsstroom. Tijdens het inschakelen van de tijd schakelt transistor T1 AAN waardoor de inductorstroom toeneemt (Fig. 3b).

Tijdens de uitschakeltijd die volgt op de stroompuls, werkt de inductor als een stroombron.

De TL497A analyseert de verzwakte uitgangsspanning op pin 1 met zijn interne referentiespanning van 1,2 V. In het geval dat de beoordeelde spanning lager is dan de referentiespanning, wordt T1 harder voorgespannen zodat de inductor de energie adequaat opslaat.

Deze herhaalde laad- en ontlaadcycli triggeren een bepaald niveau van rimpelspanning over de uitgangscondensatoren (figuur 3c). De feedbackoptie maakt het mogelijk de oscillatorfrequentie aan te passen om een ​​zo goed mogelijke compensatie van spanningsdeficits veroorzaakt door de belastingsstroom te garanderen.

Het timingpulsdiagram in Fig. 3d laat een aanzienlijke beweging van de afvoerspanning zien vanwege de relatief hoge Q (kwaliteits) factor van de inductor.

Hoewel de verdwaalde rimpeloscillaties meestal geen invloed hebben op de normale werking van deze gelijkstroom-naar-gelijkstroomomzetter, kunnen deze worden onderdrukt met een parallelle 1 k-weerstand over de inductor.

Praktische overwegingen

Normaal gesproken wordt een SMPS-circuit ontwikkeld om een ​​maximale uitgangsstroom te bereiken in plaats van een rustende uitgangsstroom.

Hoge efficiëntie samen met een constante uitgangsspanning samen met een minimale rimpel zijn bovendien de belangrijkste ontwerpdoelstellingen geworden. Over het geheel genomen geven de belastingsregelingskenmerken van een op flyback gebaseerde SMPS nauwelijks reden tot bezorgdheid.

Gedurende elke schakelcyclus wordt de aan / uit-verhouding of de inschakelduur aangepast ten opzichte van de belastingsstroom, zodat de uitgangsspanning relatief stabiel blijft ondanks aanzienlijke schommelingen in de belastingsstroom.

Het scenario lijkt enigszins anders in termen van de algemene efficiëntie. Een step-up converter op basis van de flyback-topologie produceert doorgaans vrij aanzienlijke stroompieken, die een aanzienlijk energieverlies kunnen veroorzaken (vergeet niet dat het vermogen exponentieel toeneemt naarmate de stroom toeneemt).

In het echte leven biedt het aanbevolen DC-naar-DC-omzetcircuit met hoog vermogen echter een algehele efficiëntie van meer dan 70% met een optimale uitgangsstroom, en dat ziet er behoorlijk indrukwekkend uit met betrekking tot de eenvoud van de lay-out.

Dit vereist bijgevolg dat het in verzadiging wordt gevoed, wat leidt tot een redelijk lange uitschakeltijd. Hoe meer tijd de transistor nodig heeft om de inductorstroom af te sluiten, des te minder zal de algehele efficiëntie van het ontwerp natuurlijk zijn.

Op een nogal onconventionele manier wordt de MOSFET BUZ10 geschakeld via de pin 11 van de oscillatortestuitgang, in plaats van de interne uitgangstransistor.

Diode D1 is nog een ander cruciaal onderdeel in het circuit. De benodigdheden voor dit apparaat zijn het potentieel om hoge stroompieken te doorstaan ​​en een trage voorwaartse val. Het type B5V79 voldoet aan al deze vereisten en mag niet worden vervangen door een andere variant.

Terugkomend op het hoofdcircuitschema van Fig. 1, moet zorgvuldig worden opgemerkt dat stroompieken van 15-20 A over het algemeen niet abnormaal zijn in het circuit. Om problemen met accu's met een relatief hogere interne weerstand te voorkomen, wordt condensator C4 als buffer aan de ingang van de omzetter ingebracht.

Aangezien de uitgangscondensatoren door de omzetter worden opgeladen via snelle pulsen zoals stroompieken, worden een aantal condensatoren parallel aangesloten om ervoor te zorgen dat de doorloopcapaciteit zo minimaal mogelijk blijft.

De DC-naar-DC-stroomomvormer heeft eigenlijk geen kortsluitbeveiliging. Het kortsluiten van de uitgangsklemmen is hetzelfde als het kortsluiten van de batterij via D1 en L1. De zelfinductie van L1 is mogelijk niet hoog genoeg om de stroom te beperken gedurende de periode die nodig is om een ​​zekering te laten doorslaan.

Inductor constructiedetails

L1 wordt gemaakt door 33 en halve windingen van geëmailleerd koperdraad op te wikkelen. Figuur 5 toont de verhoudingen. De meeste bedrijven leveren geëmailleerde koperdraad over een ABS-rol, die meestal werkt als de eerste voor het bouwen van de inductor.

Boor een paar gaten van 2 mm in de onderkant om de inductiedraden te laten glijden. Een van de gaten bevindt zich in de buurt van de cilinder, de andere aan de buitenomtrek van de eerste.

Het is misschien niet nuttig om dikke draad te overwegen om de inductor te construeren, vanwege het skin-effect-fenomeen dat de verschuiving van ladingsdragers langs het buitenoppervlak van de draad of de huid van de draad veroorzaakt. Dit moet worden geëvalueerd met betrekking tot de grootte van de frequenties die in de omzetter worden gebruikt.

Om een ​​minimale weerstand te garanderen binnen de noodzakelijke inductie, wordt aanbevolen om te werken met een paar draden van 1 mm diameter, of zelfs 3 of 4 draden met een diameter van 0,8 mm in bundels.

Met ongeveer drie draden van 0,8 min kunnen we een totale afmeting krijgen die ongeveer identiek kan zijn aan twee draden van 1 mm, maar toch een effectief 20% groter oppervlak opleveren.

De inductor is strak gewikkeld en kan worden afgedicht met een geschikte hars of epoxy-gebaseerde verbinding om de hoorbare geluidslekkage te beheersen of te onderdrukken (onthoud dat de werkfrequentie binnen het hoorbare bereik ligt).

Constructie en uitlijning

De printplaat of het PCB-ontwerp bedoeld voor het voorgestelde DC-DC-omzetcircuit met hoog vermogen wordt hieronder weergegeven.

Verschillende constructieve factoren moeten een aantal overwegingen hebben. Weerstanden R2 en R3 kunnen behoorlijk heet worden en moeten daarom op een paar mm boven het PCB-oppervlak worden geïnstalleerd.

De maximale stroom die door deze weerstanden beweegt, kan oplopen tot 15 A.

De power-FET wordt ook behoorlijk heet, en vereist een redelijk groot koellichaam en de standaard mica-isolatiekit.

De diode werkt mogelijk zonder af te koelen, hoewel hij idealiter over een gewone heatsink kan worden geklemd die wordt gebruikt voor de vermogens-FET (vergeet niet om de apparaten elektrisch te isoleren). Tijdens normaal functioneren kan de inductor behoorlijk opwarmen.

Bij de in- en uitgang van deze converter moeten zware connectoren en kabels worden ingebouwd. De batterij is beveiligd met een 16 A zekering met vertraagde werking die is ingebracht in de toevoerleiding.

Pas op dat de zekering geen enkele vorm van bescherming biedt aan de omvormer tijdens uitgangskortsluitingen! Het circuit is vrij eenvoudig op te zetten en kan op de volgende manier worden gedaan:

Pas R1 aan om de beoogde uitgangsspanning te bereiken die tussen de 20 en 30 V ligt. De uitgangsspanning kan onder deze waarde worden verlaagd, hoewel deze niet lager mag zijn dan de ingangsspanning.

Dit kan worden gedaan door een kleinere weerstand in plaats van R4 te plaatsen. De hoogste uitgangsstroom is naar verwachting ongeveer 3 A.

Onderdelen lijst